混频器和检波器-ppt课件.ppt

1、第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路混频器与检波器混频器与检波器1PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路混频器的主要技术指标混频器是前端电路,其以下性能指标直接关系到接收机的特性(1) 变频损耗。 尽管混频器的器件工作方式是幅度非线性,但我们希望它是一个线性移频器。变频后的输出信号的幅度变化就是变变频后的输出信号的幅度变化就是变频损耗或增益频损耗或增益。一般地,无源混频器都是变频损耗。二极管混频器的变频损耗包括混合网络损耗（1.5 dB左右）、 边带损耗（3 dB左右）、 谐波损耗（1 dB左右）和二极管电阻

2、损耗（1.5 dB左右）,典型值为7 dB左右。在肖特基二极管电路中增加中频匹配电路来处理谐波,可以实现 4 dB变频损耗的混频器2PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路(2)噪声系数: 描述信号经过混频器后质量变坏的程度描述信号经过混频器后质量变坏的程度,定义为输入信号的信噪比与输出信号的信噪比的比值。这个值的大小主要取决于变频损耗,还与电路的结构有关。肖特基二极管的导通电流直接影响混频器的白噪声,这个白噪声随电路的不同而不同,在混频器的变频损耗上增加一个小量。如变频损耗为6 dB,白噪声为0.413dB ,则噪声系数为 6.413 dB。 这种增加量随本振功率的变化不

3、是线性的这种增加量随本振功率的变化不是线性的。3PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路表11-1 双平衡混频器本振与特性关系混频器性能与本振功率有最佳值。 4PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路 双边带（双边带（DSBDSB）与单边带）与单边带(SSB)(SSB)混频器的噪声问题混频器的噪声问题: 本振与信号或本振与信号镜频都会输出中频信号,通常的射频/微波系统都是用单边中频信号输出,镜频的存在必然带来损耗。在噪声测量中采用冷热噪声源,这种源的输出信号宽带包括了镜频,而微波滤波器又不可能滤除它,这样就会在中频系统中有镜频的贡献,信号增加一倍。讨论单

4、边带接收机的特性时,噪声测量值要加 3dB。5PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路(3) 线性特性。 1 dB1 dB压缩点压缩点: 与第8章的定义相同。在输入射频信号的某个值上,输出中频信号不再线性增加,而是快速趋于饱和。拐点与线性增加相差 1 dB的信号电平。混频器的 1 dB压缩点与本振功率有关,因为混频器是本振功率驱动的非线性电阻变频电路。对于双平衡混频器,1 dB压缩点比本振功率低 6 dB。 1 dB1 dB减敏点减敏点: 描述混频器的灵敏度迟钝的特性,与 1 dB压缩点有关,也是雷达近距离盲区的机理。对于双平衡混频器,1 dB减敏点比 1 dB压缩点低23

5、 dB。 动态范围动态范围: 最小灵敏度与 1 dB压缩点的距离,用dB表示。通常的动态范围要大于60dB。 动态范围的提高,意味着系统的成本大幅度增加。 谐波交调谐波交调：与本振和信号有关的交调杂波输出。 三阶交调三阶交调： 输入两个信号时的IP3, 定义为1dB压缩点与三阶输出功率线的距离。6PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路(4) 本振功率。 混频器的指标受本振功率控制。若本振功率不够,混频器就达不到预定指标。产品混频器都是按功率dBm值分类的, 如7 dBm、 10 dBm、 17 dBm本振（LO）。(5) 端口隔离。三个端口LO、 RF、IF频率不同,互相

6、隔离指标, dB越高越好。端口隔离与电路设计、 结构、器件和信号电平有关,一般要大于20 dB。(6) 端口VSWR。 三个端口的驻波比越小越好。尤其是RF口,它会影响到整机灵敏度。(7) 直流极性。一般地,射频和本振同相时,混频器的直流成分是负极性。(8) 功率消耗(简称功耗)。功耗是所有电池供电设备的首要设计因素。无源混频器消耗LO功率,而LO消耗直流功率,LO功率越大,消耗直流功率越多。混频器的输出阻抗对中放的要求也会影响中放的直流功耗。7PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路滤波器RFA(t)cosstcosLtLO混频器上变频ttA)cos()(21sL下变频t

7、tA)cos()(21sL)cos(21)cos(21)(sLsLtttA图 11-12 理想混频器混频器的原理 理想的混频器是一个开关或乘法器,如图11 - 12 所示,本振激励信号（LO, fp）和载有调制信息的接收信号（RF, fs）经过乘法器后得到许多频率成分的组合,经过一个滤波器后得到中频信号（IF, fIF）。8PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路 通常,RF的功率比LO的小的多,不考虑调制信号的影响,乘法器的输出频率为fd=nfpfs （11 - 1） 微波工程中,可能的输出信号为三个频率之一: 差频或超外差 fIF=fp-fs 谐波混频fIF=nfp-f

8、s 和频或上变频fIF=fp+fs9PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路2fIFffifLOfRFfIFO辐度图 11-13 超外差混频器的频谱 最关心的是超外差频率,绝大部分接收机都是超外差工作,采用中频滤波器取出差频,反射和频,使和频信号回到混频器再次混频。外差混频器的频谱如图11 - 13 所示,RF的频率关于LO的频率对称点为RF的镜频。镜频的功率和信号的功率相同,由于镜频与信号的频率很近,可以进入信号通道而消耗在信号源内阻。恰当处理镜频,能够改善混频器的指标。10PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路 LO控制的开关特性可以用几种电子器件

9、构成,肖特基二极管在LO的正半周低阻,负半周高阻近似为开关。在FET中,改变栅源电压的极性,漏源之间的电阻可以从几欧姆变到几千欧姆。在射频或微波低端,FET可以不要DC偏置,而工作于无源状态。BJT混频器与FET类似。 根据开关器件的数量和连接方式,混频器可以分为三种: 单端、 单平衡、 双平衡。图11 - 14 是三种混频器的原理结构。微波实现方微波实现方式就是要用微波传输线结构式就是要用微波传输线结构完成各耦合电路和输出滤波完成各耦合电路和输出滤波器器,耦合电路和输出滤波器具有各端口的隔离作用。图 11-14 三种混频器的原理结构耦合器低通滤波器LORFIF(a)RFIFLOIFLO(b)

10、(c)RF11PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路单端混频器的优点单端混频器的优点：(1) 结构简单, 成本低,在微波频率高端,混合电路难于实现的情况下更有优势。(2) 变频损耗小,只有一个管子消耗功率。(3) 本振功率小,只需驱动一个开关管。(4) 容易DC偏置,进一步降低本振功率。单端混频器的缺点单端混频器的缺点:(1) 对输入阻抗敏感。(2) 不能抑制杂波和部分谐波。(3) 不能容忍大功率。(4) 工作频带窄。(5) 隔离较差。单平衡混频器和双平衡混频器的优缺点与单端混频器相反。根据整机要求,选择合适的混频器结构,再进行详细设计。12PPT课件第第1111章章 其

11、他常用微波电路其他常用微波电路单端混频器设计 经典的单端混频器在宽频带、大动态的现代微波系统中极少使用,但在毫米波段和应用微波系统中还有不少使用场合。设计的主要内容就是为三个信号提供通道,如图所示。fsLORFfIFZIFfL(a)图 11-15 单端混频器原理(a)和微带原理(b)微带实现(c)ZIFZ0LORF100 阻抗变换器20fIFg / 4g / 450 负载PRFg / 5PIO(c) 单端混频器的设计困难是输入端的匹配,二极管的非线性特性使得混频器的输入阻抗是时变的,无法用网络分析仪测出静态阻抗,只能得到折中的估计值。13PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波

12、电路单平衡混频器设计 单平衡混频器的优点在于抑制本振噪声,抵消部分谐波。以本振功率的增加来提高动态范围,要用到平衡混合网络,这会带来一定的损耗。 常用的平衡混合网络为180和90两种。微波结构在5 GHz以上用分支线或环行桥,5 GHz以下用变压器网络,微封装结构指标好。毫米波段用波导正交场或MMIC。单平衡混频器的原理如图11-16 所示。 图 11-16 单平衡混频器原理平衡混合器RFLOVD1VD2IFVD2VD1LO0RF90RFg(t) IF0RFg(t) IF0RF0LO9014PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路图 11-17 两种常用的微带混频器变阻匹配

13、变阻匹配 90电桥FET1FET2 180电桥滤波滤波LORFIFPIFPRFPLOPLOPRFPIF 分支线和环行桥的原理见第8章。图11-17为两种常用的微带混频器。表11-2 归纳出了常用微带混合电路的特性。15PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路双平衡混频器设计 在微波低端使用最多的是微封装双平衡混频器。这种混频器隔离度好, 杂波抑制好, 动态范围大, 尺寸小, 性能稳定, 便于大批量生产。缺点是本振功率大,变频损耗比较大。 典型的双平衡混频器如图11-18所示,四只二极管为集成芯片,变压器耦合网络尺寸很小,结构紧凑,匹配良好。对于LO信号, 端口RF+和RF-

14、为虚地点,不会有LO进入RF回路。同样,RF信号不会进入LO回路,隔离可达到40 dB。图 11-18 环形双平衡混频器VD1RFIFLORFLORFLOVD2VD4VD3图（a）是IF抽头处波形,图 (b) 是中频滤波器后波形,包络始终没变化。 (a)(b)图 11-19 双平衡混频器的开关输出波形16PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路图 11-20 星形双平衡混频器fiVD1VD2VD3VD4fofp 四个二极管也可以星形连接,如图11 - 20所示。 为了提高动态范围,增加承受功率,加大隔离,每个臂上的二极管可以用一个元件组取代,带来的缺点是本振功率的增加。图1

15、1-21 给出不同结构及其所要求的本振功率。本振功率/dBm电路类型12.12.23.13.23.371313241324203020302030图 11-21 几种臂元件组合所需本振功率17PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路图 11-22 用传输线实现变压器 微波频率提高后,变压器网络可以用传输线来实现。图11 - 22 为用传输线实现变压器的原理。槽线、 鳍线等具有对称性的传输线都可以做混合网络。但是,中间抽头不好找、 中频输出滤波不好实现等困难,使得传输线结构的双平衡混频器的指标比不上变压器结构。因此,5 GHz以上频率大量使用前述单平衡混频器。18PPT课件第

16、第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路图 11-23 晶体管IC型双平衡混频器V3V4V5V6V1V2RFLO晶体管双平衡混频器 晶体管IC型双平衡混频器如图11 - 23所示。RF加在V1和V2之间,LO加在V3、 V4、V5、 V6上,起开关作用。这种混频器在射频段有10 dB以上的增益,灵敏度高,噪声为 5 dB左右,到了微波频段噪声较大。随着微电子技术的发展,将会有大量产品可使用。19PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路场效应管混频器 FET混频器的增益和噪声都比较好。基于FET的MMIC有源混频器已经有广泛的使用。前述二极管混频器有两个特点: 可用一

17、阶近似进行线性分析; 实际中二极管混频器与电路设计关系不大。FET有源混频器不具备上述特点,分析时除了小信号条件外,还要用其他非线性设计工具 ,噪声分析更加复杂。因为二极管的电导是指数函数,而FET是平方函数,后者的频率成分更多。 图11 - 24 是FET 混频器的两个基本结构。图 11-24 FET 混频器180混合器90混合器LORF漏极偏置IF漏极偏置(a)fpf0f1(b)20PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路图 11-25 波导正交场平衡混频器 信号输入波导管帽金属微扰棒中频输出本振输入波导混频二极管管座混频腔正交场平衡混频器 在波导中,几乎都采用正交场结

18、构混频器。如图11 - 25 所示是单平衡混频器,利用波导内TE10模的电力线方向垂直实现隔离,靠边界条件的扰动把本振功率加到二极管上。21PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路图 11-26 肖特基势垒二极管的直流和微波特性 (a） 正向直流特性; (b） 反向结电容; 10.01.00.10.010.0010.00010100 200 300 400500 600700 800U/ mVI/mA0.060.080.120.140.160.180.5 012345U/ V(a)(b)C/pF0.10混频器的其他知识 图11-26给出肖特基二极管特性和不同半导体的肖特基二

19、极管的交直流参数,以便设计和估算混频器的工作情况。22PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路 图 11-26 肖特基势垒二极管的直流和微波特性（c） 噪声系数和中频输出阻抗与本振功率的关系; 10.09.08.07.06.05.04.0NF/dB0.010.020.050.10.20.51.02.05.010.0100200300400500600700IF阻抗/ F16 GHz , RL100 NIF1.0 dBPLO/mW(c)IF阻抗NF23PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路图 11-26 肖特基势垒二极管的直流和微波特性 （d） 不同半导

20、体材料的二极管特性(9 GHz)NF /dBCj0 / pFRs /FC0 / GHzUF / mA势垒材料nGaAsnGaAs(BL)nGaAs(chip)nSinSipSinSinSinSipSipSinSipSi高高高低低低高高低低中低低0.700.700.700.280.280.280.600.600.280.280.400.280.28100050010001501501501001002002001501501506612886181508120.150.150.150.200.200.200.200.200.150.140.120.180.185.0a6.0a5.3a6.56.5

21、6.56.56.55.56.06.56.56.5(d)24PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路混频器设计参考例子研究背景 现代通信系统广泛采用超外差接收机，在接收单边带信号时，超外差接收机极易受到镜频信号的干扰，因此镜频抑制就显得非常重要。 在信号接收端加镜频抑制滤波器镜频抑制滤波器和使用多次变频技术多次变频技术都可以实现镜频抑制，但是这两种方法都存在着一定的不足之处。 在信号频率高、中频频率低的系统中使用镜频抑制混频器镜频抑制混频器可以解决前面两种方法所面临的问题。并且在信号频率改变时，镜频抑制混频器也可以自动识别出相应的镜像频率，因而它也可以用于宽带系统中。 为何采

22、用镜频抑制混频器? 系统工作在高频段时，如果采用基波混频，就需要同频段的本振信号源，然而高频段的本振信号源成本高且实现起来比较困难。谐波混频器可用低频段的本振源代替高频段的本振源，降低成本，提高稳定性。 为何采用谐波混频器? 综上所述，将谐波混频器与镜频抑制混频器结合起来将谐波混频器与镜频抑制混频器结合起来，运用于高频段、低中频的系统中，可以有效地节约系统成本，提高系统性能。因此研究性能优良的谐波镜频抑制混频器具有重要的价值和意义。25PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路 采用HFSS软件和 ADS软件对电路进行仿真，分别设计和制作 K 波段的二次谐波镜频抑制混频器和四

23、次谐波镜频抑制混频器，混频器采用混合集成电路，基片选用 Rogers RT/Duriod 5880，非线性器件选用 Alpha 公司的反向并联二极管对 DMK2308。 研究目标及技术指标（1）二次谐波镜频抑制混频器的指标： 信号频率：2021GHz 中频频率：400MHz 变频损耗：小于 12dB 镜频抑制度：大于 20dB （2）四次谐波镜频抑制混频器的指标： 信号频率：2021GHz 中频频率：100MHz 变频损耗：小于 14dB 镜频抑制度：大于 20dB主要技术指标： 研究目标26PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路镜频抑制混频器的理论分析镜频干扰原理图 在

24、混频器的射频输入端加镜频抑镜频抑制滤波器制滤波器。如果运用在高射频、低中频的宽带系统中，存在着一些不足之处：不仅要求滤波器的中心频率高，而且要求滤波器的带宽窄，实际中实现这样的滤波器极其困难；滤波器的带宽是固定的，因此不能用于宽带系统中。实现镜频抑制的方法一 采用多次变频技术多次变频技术，是通过提高中频频率，因此可在第一级混频器前加滤波器来实现镜频抑制，因此它可以不用制作中心频率高、带宽极窄的滤波器，但是多次变频技术需要多个本振源，必然会加大接收机的体积，增加接收机的成本。实现镜频抑制的方法二多次变频技术的原理图27PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路 相位平衡式镜频抑

25、制混频器相位平衡式镜频抑制混频器比前述两种方案都更为理想，它是通过两路信号的相位差来实现镜频抑制。在单边带的接收系统中，它可以根据输入信号频率与本振信号频率的大小关系自动识别镜频信号，并且当射频信号频率发生改变时，镜像抑制混频器也可以识别出对应的镜频信号，所以非常适合用于宽带系统中。镜频抑制混频器的理论分析镜频抑制混频器原理图 射频信号进入 3dB 正交耦合器后分为幅度相等相位正交的两路信号，本振信号通过 3dB 同相功分器分为两路幅度和相位都相等的信号，两路射频信号和本振信号进入两个单元混频器，混频后的中频输出会有 90o的相位差，最后进入 3dB 中频正交耦合器合成中频输出。 在理想情况下

26、，sL 时7 端口反相抵消输出为零，在 8 端口同相合成输出。28PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路镜频抑制混频器的理论分析 实际的电路不可能是理想的，即 3dB正交耦合器两路输出不可能完全等幅，相位差也不可能是准确的 90o，同样 3dB 同相功分器也不可能做到两路输出相等。因此实际的电路中，镜频抑制度不可能是无穷大，幅度、相位的不平衡都会影响镜频抑制度。29PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路谐波混频器的理论分析 谐波混频器可以使所需本振信号的频率降低至基波信号频率的 1/2、1/4、1/6甚至更低，谐波混频通常利用反相并联二极管对实现。

27、本振和射频信号经过各自的匹配滤波电路进入反相并联二极管对，混频后通过中频匹配滤波电路选频而输出中频信号，射频和中频端口在二极管对的同一端，这样可以提高本振端口与射频端口的隔离度，防止本振信号进入射频端口，通过天线辐射出去，干扰其它电子设备。谐波混频的原理图二极管对的混频特性：（1）二极管对的外部电流值只包含本振的偶次谐波项，且幅度比单管混频时大一倍；（2）二极管对的内部电流只包含本振的奇次谐波项，电路输出的谐波分量少，可降低混频器的变频损耗；（3）外部电流不含直流项，所以不需要设置直流回路，混频器的结构得到了简化；（4）没有基波混频项输出，因而抑制了本振引入的噪声30PPT课件第第1111章章

28、 其他常用微波电路其他常用微波电路二次谐波镜频抑制混频器的设计-方案 常用的 3dB 正交耦合器有分支线耦合器和兰格耦合器。但是在 K 波段，这两种结构的耦合器尺寸太小，加工难度大，因此这里用一个威尔金森功分器和一段 1/4 射频波长的微带线代替射频端的 3dB正交耦合器，该 1/4 射频波长微带线在两路输入射频信号之间产生 90o的相位差。由于中频只有 400MHz，因此采用集总参数 LC 网络实现 90o移相，并且考虑到两路信号的隔离度对镜频抑制度的影响很大，因此利用集总参数的威尔金森功分器实现两路信号的合成。 二次谐波镜频抑制混频器的方案31PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其

29、他常用微波电路二次谐波镜频抑制混频器的设计-仿真 图中 LO、RF分别表示本振信号和射频信号的波长，1/4LO开路微带线和 1/2RF短路微带线属于管座部分的设计，它们的作用分别是对本振信号和射频信号短路，由于中频频率较低，射频波长与中频波长相比可以忽略，因此 1/2RF短路微带线同样可以短路中频信号。管座部分的设计对谐波混频器来说非常重要，良好的管座设计能够有效地回收利用闲频，提高端口隔离度，降低变频损耗。由于二极管对对射频信号和本振信号的输入阻抗不是50 欧，因此需要匹配网络将各端口的输入阻抗匹配到 50 欧，匹配电路采用单枝节调配器。二次谐波混频器电路图32PPT课件第第1111章章 其

30、他常用微波电路其他常用微波电路二次谐波镜频抑制混频器的设计-仿真二极管的选取最终采用 Alpha 公司的 DMK2308 反向并联二极管对，根据Spice参数可得管子的截止频率为 796.2GHz，远远大于混频器的工作频率。管座电路的仿真设计管座主要是对射频和本振信号短路，使各信号在电路中形成回路。管座的仿真模型管座电路仿真结果1/4LO开路微带线:在射频信号输入端用于 对本振信号短路，该微带线的长度约1/2RF，对射频信号开路，因此不会影响不会影响射频信号的传输射频信号的传输。1/2RF短路微带线:在本振信号输入端用对射频信号和中频信号短路，对本振信号开路，同样也不会影响不会影响本振信号的传

31、输本振信号的传输。从图中可以看出，通过优化后的两条微带枝节满足设计要求。33PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路匹配电路的仿真设计二次谐波镜频抑制混频器的设计-仿真计算二极管对输入阻抗的仿真模型反向并联二极管对的 ADS 模型 二极管对在信号激励下显现的阻抗不是 50 欧姆，因此需要对电路进行阻抗匹配，利用大信号 S 参数仿真就可以计算二极管对对本振信号显现的输入阻抗。由仿真结果可知，本振信号的输入阻抗在本振功率为 4dBm 时为 38.8-j58 欧姆。同理射频信号的输入阻抗为 13.4-j8.142。34PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路二

32、次谐波镜频抑制混频器的设计-仿真匹配电路的仿真设计 为了提高仿真的准确性，将前面设计的管座电路一起放入模型中，仿真时固定管座电路的参数，只调节单枝节调配器的电路尺寸。结果显示，本振端口对本振信号匹配良好，由于管座电路是放在一起仿真的，因此管座电路对射频信号的短路作用也体现出来了。同理射频端口对射频信号匹配良好，对本振信号短路。 本振端口匹配射频端口匹配35PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路二次谐波镜频抑制混频器的设计-仿真射频带通滤波器的仿真设计 平行耦合线带通滤波器平行耦合线带通滤波器是目前常用的一种带通滤波器，它有 5%-25%的带宽，并且能够精确的设计。发夹线带

33、通滤波发夹线带通滤波实际上是平行耦合微带线折叠而成，这种结构容易激起表面波，导致滤波器性能不够理想。交指线滤波器交指线滤波器结构紧凑，阻带宽，但在高频情况下加工难度大，误差影响大。1/4 波长短波长短截线带通滤波器截线带通滤波器是宽带滤波器，在窄带的情况下，短截线特性阻抗相差大，难实现。电容间隙耦合电容间隙耦合带通滤波器带通滤波器，带宽窄，不够紧凑，频率高于 2GHz 后有辐射损耗。综合考虑，射频带通滤波器采用平行耦合线结构。几种带通滤波器的结构带通滤波器的仿真模型带通滤波器的仿真结果36PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路中频低通滤波器的仿真设计二次谐波镜频抑制混频器

34、的设计-仿真 设计低通滤波器时主要考虑对本振信号和射频信号的抑制作用，防止它们泄露到中频端口降低端口隔离度，增大变频损耗。低通滤波器采用阶跃阻抗结构，仿真结果显示：滤波器对本振信号和射频信号都有大于 20dB 的抑制。低通滤波器的仿真模型低通滤波器的仿真结果37PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路二次谐波混频器的整体优化二次谐波镜频抑制混频器的设计-仿真 利用 ADS 软件的谐波平衡法对混频器整体仿真优化，射频带通滤波器和中频低通滤波器用生成的 s2p 文件带入电路进行仿真。二次谐波混频器的整体仿真模型 38PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路二

35、次谐波混频器的整体优化二次谐波镜频抑制混频器的设计-仿真二次谐波混频器的变频增益当本振输入功率为 4dBm，中频固定在 400MHz 时混频器变频增益的仿真结果。从图中可以看出，在射频 20GHz 到 21GHz 的通带内变频损耗小于9.4dB。变频增益随本振功率的变化当射频频率为 20.5GHz 时，混频器变频增益耗随本振功率的变化曲线。本振功率为4dBm时变频损耗最低，最低值为8.4dB，本振功率在2dBm到6dBm的范围内变频损耗的变化基本上小于 0.5dB。 变频增益随射频输入功率的变化当射频为 20.5GHz，本振功率为 4dBm 时变频增益随射频输入功率的变化。该图显示混频器的输入

36、 1dB 压缩点在-7dBm 处。39PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路二次谐波镜频抑制混频器的设计-仿真射频功分器的仿真设计 传统的威尔金森功分器两分支线的长度为 /4，但是随着率的升高，分支线的长度变短，隔离电阻的尺寸变的与波长相当，就不能再看成集总元件，因此就要求电阻的尺寸要非常小，这样就使两分支线靠的很近，耦合变得较强。由于本研究的混频器的射频频率较高，采用一种变形的威尔金森功分器，即将原来长度为 /4 的分支线换成长度为 3/4 分支线，这样就使两分支线之间有足够的空间，不会出现强耦合。由于微带线上电流和电压是以 /2 为周期的，因此变形结构的威尔金森功分器

37、和传统结构的威尔金森功分器电特性是一样的。传统的威尔金森功分器 变形的威尔金森功分器40PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路二次谐波镜频抑制混频器的设计-仿真射频功分器的仿真设计从图中可以看出，电路仿真和电磁仿真结果很相近，在射频频率 2021GHz 的范围内， S21和 S31在 3.2dB 左右，隔离度都大于 20dB，满足设计要求。41PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路本振功分器的仿真设计二次谐波镜频抑制混频器的设计-仿真由于本振频率不是很高，因此可以采用传统结构的威尔金森功分器。在本振频率 9.810.3GHz 的范围内，电路仿真和电磁

38、仿真的S21和 S31都小于 3.1dB，隔离度都大于 30dB，满足设计要求。42PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路中频移相网络的仿真设计二次谐波镜频抑制混频器的设计-仿真 因为中频信号频率较低只有 400MHz，因此采用集总参数的移相器。根据以往经验，两路信号的隔离度对镜频抑制度的影响很大，为了提高两路信号的隔离度，这里不是将两路信号直接合成一路，而是在 90o移相器的后面接一个集总参数的威尔金森功分器，根据文献中的方法设计了一款 400MHz 的集总参数威尔金森功分器，它们共同组成中频移相网络，同时这样做也便于在实际电路中对两路信号的幅度做调试。90o中频移相网

39、络的仿真结果显示，在中频频率 400MHz 时，S12和 S13分别为 3.07dB 和 3.06dB，两支路幅度平衡，相差 89.88 度，满足设计要求。43PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路二次谐波镜频抑制混频器的设计-仿真整体仿真 将前面设计好的各个部分放在一起整体优化，利用谐波仿真控件对混频器进行仿真，该模型包括五个子电路，分别为两个二次谐波混频器、本振功分器、中频移相网络、射频正交功分器，其中射频正交功分器由射频威尔金森功分器和一段 1/4 射频波长的微带线组成，并且为了仿真端口隔离度，在混频器的各个端口都加了一个电压节点。44PPT课件第第1111章章 其

40、他常用微波电路其他常用微波电路二次谐波镜频抑制混频器的设计-仿真整体仿真（a）二次谐波镜频抑制混频器的变频增益 （c）变频增益随本振功率的变化（b）变频增益随射频输入功率的变化（d）各端口隔离度图 （a） 给出了当本振输入功率为 7dBm 时混频器的变频增益。可知，混频器的变频损耗低于 9.6dB，最小为 8.6dB，满足设计要求。 图 （b） 是射频在 20.5GHz 时变频增益随本振功率的变化。可知，本振功率在 7dBm 时变频损耗最低，最低值为 8.6dB，比单元二次谐波混频器的最佳本振激励 4dBm 高 3dB。 图 （c） 给出了当射频为 20.5GHz，本振功率为 7dBm 时变频

41、增益随射频输入功率的变化情况。可知，混频器 1dB 压缩点为-4dBm，比单元二次谐波混频器的 1dB 压缩点高 3dB。 图 （d） 给出了各端口之间隔离度的仿真结果。可知，射频端口与中频端口的隔离度大于 45dB，本振端口与中频端口的隔离度大于 63dB，射频端口与本振端口的隔离度大于 67dB。45PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路二次谐波镜频抑制混频器的设计-仿真整体仿真 为了方便仿真镜频抑制度，将射频端口的单音源改为双音源，将双音源的输入信号分别设为射频信号和镜频信号，并且射频信号和镜频信号的输入功率相等，在中频端口得到的中频信号与镜像中频信号的比就是混频器

42、的镜频抑制度。二次谐波镜频抑制混频器的镜频抑制度右图 给出了本振输入功率为 7dBm 时混频器的镜频抑制度，可知，在射频频率 2021GHz 的范围内混频器的镜频抑制度大于 25dB，比课题指标高 5dB，满足设计要求。46PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路二次谐波镜频抑制混频器的设计-实测 二次谐波混频器加工版图二次谐波镜频抑制混频器加工版图二次谐波混频器实物二次谐波镜频抑制混频器实物47PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路二次谐波镜频抑制混频器的设计-实测中频移相网络的测试400MHz 中频移相网络的实物图 中频移相网络的精确设计对整个镜频

43、抑制混频器的设计而言非常重要，因此对它进行了单独的测试。测试所用矢量网络分析仪型号为 hp8510B，由于该仪器只有两个端口，因此只能分别测出 S21和 S31的幅度和相位，然后通过计算得出幅度和相位差，测试时第三个端口接匹配负载，由于仿真时用的集总元件是理想模型，没有考虑电容电感的寄生参数，因此按照仿真模型搭建的移相网络测试结果与仿真结果之间有一定的出入，之后做了大量的调试才得到较为理想的效果。在频率为 400MHz 的测试结果显示，该移相网络幅度不平衡为 0.5dB，相位差为 92o，隔离度为 14dB 。中频移相网络测试环境48PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路

44、混频器的测试 二次谐波镜频抑制混频器的设计-实测 射频信号源型号为 E8267D，该信号源的最高输出频率为 40GHz，能够满足混频器对射频频率的要求，混频器的输出频谱可以在频谱仪上读出，测试时记下射频信号的输入功率和中频信号的输出功率，两功率值相减，再扣除测试电路附加损耗，就可以得到混频器的变频损耗。同理可以得到输入镜频信号时混频器的变频损耗，输入射频信号时的变频损耗减去输入镜频信号时的变频损耗即为混频器的镜频抑制度。混频器测试框图二次谐波混频器的测试环境49PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路混频器的测试 二次谐波镜频抑制混频器的设计-实测射频在 20.5GHz 时

45、的中频输出二次谐波混频器的变频损耗射频输入功率为-10dBm，本振输入功率 4dBm。从图中可看出，变频损耗为 9.8dB上图是本振输入功率为 4dBm 时二次谐波混频器变频损耗的测试结果，在2021GHz 的范围内变频损耗最低为 9dB，最高为 10.2dB。 50PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路混频器的测试 二次谐波镜频抑制混频器的设计-实测 下图给出了二次谐波镜频抑制混频器的测试连接图。中频移相网络是已经调试好电路，放在混频器腔体的外部，用同轴电缆与混频器电路相连接。 二次谐波镜频抑制混频器的测试连接51PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波

46、电路混频器的测试 二次谐波镜频抑制混频器的设计-实测20.5GHz 对应的中频输出20.5GHz 对应的镜像中频输出 上图示出了射频频率为 20.5GHz，射频输入功率为-15dBm,本振输入功率为7dBm 时混频器的中频输出和镜像中频输出，其中测试电路附加损耗为 5dB。由图可看出，混频器在频率为 20.5GHz 时变频损耗为 11.17dB，镜频抑制度为 25dB。52PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路混频器的测试 二次谐波镜频抑制混频器的设计-实测 根据相同的方法，测试混频器在不同本振功率激励下的变频损耗和镜频抑制度，测试时采用 400MHz 的固定中频，经过测

47、量，本振功率在 5dBm 到 8dBm 之间变频损耗较低。变频损耗测试结果 镜频抑制度的测试结果 混频器输入最佳本振功率时，射频频率为 2021GHz 的范围内，变频损耗小于 11.8dB，满足设计要求。 在射频频率为 2021GHz 的范围内，镜频抑制度大于20dB，满足设计要求。 53PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路 按照设计要求对二次谐波镜频抑制混频器做了仿真设计，并按照仿真结果对混频器做了实物加工和测试。仿真结果显示，变频损耗低于 9.6dB，镜频抑制度大于 25dB，测试结果显示在本振最佳功率的激励下，混频器在 2021GHz 的射频频率范围内，变频损耗低

48、于 11.8dB，镜频抑制度大于 20dB，虽然测试结果与仿真结果间存在偏差，但是已达到设计指标要求。通过分析，造成仿真与实测偏差的原因可能有：二次谐波镜频抑制混频器的设计-总结1加工误差；2SMA 接头以及 2.92mm 接头引入的误差； 3二极管对的特性不一致； 4焊接引入误差； 5中频移相网络幅度和相位差的实际效果没有仿真结果理想。 混频器设计参考例子结束54PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路检波器的原理 一般地,检波器是实现峰值包络检波的电路,输出信号与输入信号的包络相同。图11-27所示是三种信号的检波输出。作检波时,肖特基势垒二极管伏安特性近似为平方关系,

49、检波输出电流与输入信号电压幅度的平方成正比。因此,常用检波电流的大小检示输入信号功率的大小。LPFDCuittttCW(a)(b)(c)图 11-27 三种信号的检波输出（a）连续波输出为直流; （b）数字调幅输出数字信号;（c）模拟调幅输出模拟信号55PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路关于灵敏度的几个问题1) 灵敏度 灵敏度定义为输出电流与输入功率之比。一般地,检波输出信号的频率小于1 MHz时,闪烁噪声对检波灵敏度的影响较大。闪烁噪声又称为1/f噪声,由半导体工艺或表面处理引起,噪声功率与频率成反比。为了避免这个影响,采用混频器构成超外差接收机,30MHz或70M

50、Hz中频放大后再检波。这并不影响微波检波器的使用,大部分情况下,检波器用于功率检示,输入功率较强,检波灵敏度能满足设备要求。2) 标称可检功率（NDS） 标称可检功率是输出信噪比为1时的输入信号功率。它不仅与检波器的灵敏度有关,还与后续视频放大器的噪声和频带有关。测量方法为： 不加微波功率,测出放大器输出功率（噪声功率）、输入微波功率,使输出功率增加1倍时的输入功率为NDS。56PPT课件第第1111章章 其他常用微波电路其他常用微波电路3) 正切灵敏度（TSS） 输入脉冲调幅的微波信号,检波后为方波。调整输入信号的幅度,输出信号在示波器上显示为图11 - 28 所示形状时的输入信号功率即为T