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1、2第六章 PWM控制技术 引言 PWM(Pulse Width Modulation)控制就是 脉宽调制技术脉宽调制技术：即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，来等效的获得所需要的波形（含形状和幅值)。第3、4章已涉及到PWM控制，第3章直流斩直流斩波电路波电路采用的就PWM技术；第4章的4.1斩控斩控式调压电路式调压电路和4.4矩阵式变频电路矩阵式变频电路都涉及到了。96.1 PWM控制的基本思想等等幅幅PWM波波 输入电源是恒定直流 第3章的直流斩波电路 6.2节的PWM逆变电路 6.4节的PWM整流电路 不等幅不等幅PWM波波 输入电源是交流或不是恒定的直流 4.1节的斩控式交流调压电路 4

2、.4节的矩阵式变频电路OwtUd-UdUot106.1 PWM控制的基本思想2）PWM电流波 电流型逆变电路进行PWM控制，得到的就是PWM电流波。PWM波可等效的各种波形直流斩波电路 直流波形SPWM波 正弦波形等效成其他所需波形，如:l 所需波形 l 等效的PWM波0s5m s10m s15m s20m s25m s30m s-20V0V20V116.2 PWM逆变电路及其控制方法 目前中小功率的逆变电路几乎都采用PWM技术。逆变电路是PWM控制技术最为重要的应用场合。本节内容构成了本章的主体。PWM逆变电路也可分为电压型电压型和电流型电流型两种，目前实用的PWM逆变电路几乎都是电压型电路

3、。126.2 PWM逆变电路及其控制方法 136.2.1 计算法和调制法1）计算法 根据正弦波频率、幅值和半周期脉冲数，准确计算PWM波各脉冲宽度和间隔，据此控制逆变电路开关器件的通断，就可得到所需PWM波形。本法较繁琐，当输出正弦波的频率、幅值或相位变化时，结果都要变化。146.2.1 计算法和调制法 工作时V1和V2通断互补，V3和V4通断也互补。以uo正半周为例，V1通，V2断，V3和V4交替通断。负载电流比电压滞后，在电压正半周，电流有一段区间为正，一段区间为负。负载电流为正的区间，V1和V4导通时，uo等于Ud。2）调制法图64 单相桥式PWM逆变电路结合IGBT单相桥式电压型逆变电

4、路对调制法进行说明156.2.1 计算法和调制法2）调制法图64 单相桥式PWM逆变电路 V4关断时，负载电流通过V1和VD3续流，uo=0 负载电流为负的区间，V1和V4仍导通，io为负，实际上io从VD1和VD4流过，仍有uo=Ud。V4关断V3开通后，io从V3和VD1续流，uo=0。uo总可得到Ud和零两种电平。uo负半周，让V2保持通，V1保持断，V3和V4交替通断，uo可得-Ud和零两种电平。166.2.1 计算法和调制法3）单极性PWM控制方式（单相桥（单相桥逆变）逆变）uur正半周正半周，V1保持通通，V2保持断断。当uruc时使V4通，V3断，uo=Ud。当uruc时时，给V

5、1和V4导通信号，给V2和V3关断信号。如如io0，V1和V4通，如io0，VD1和VD4通，uo=Ud。当当uruc时时，给V2和V3导通信号，给V1和V4关断信号。如如io0，VD2和VD3通，uo=-Ud。图6-6 双极性PWM控制方式波形urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud在ur和uc的交点时刻控制IGBT的通断。186.2.1 计算法和调制法图6-5 双极性PWM控制方式波形urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud图6-5 单极性PWM控制方式波形urucuOwtOwtuouofuoUd-Ud 对照上述两图可以看出，单相桥式电路既可采取单极性调制，也可采用双极性调制，

6、由于对开关器件通断控制的规律不同，它们的输出波形也有较大的差别。196.2.1 计算法和调制法4）双极性PWM控制方式（三相桥逆变）（三相桥逆变）图6-7 三相桥式PWM型逆变电路 三相的PWM控制公用三角波载波uc 三相的调制信号urU、urV和urW依次相差120206.2.1 计算法和调制法ucurUurVurWuuUNuVNuWNuUNuUVUd-UdO?tOOOOO?t?t?t?t?t2Ud?2Ud2Ud?2Ud2Ud3Ud32 Ud图6-7 三相桥式PWM型逆变电路 图6-8 三相桥式PWM逆变电路波形 下面以U相为例分析控制规律控制规律：当urUuc时，给V1导通信号，给V4关断

7、信号，uUN=Ud/2。当urUuc时，给V4导通信号，给V1关断信号，uUN=-Ud/2。当给V1(V4)加导通信号时，可能是V1(V4)导通，也可能是VD1(VD4)导通。uUN、uVN和uWN的PWM波形只有Ud/2两种电平。uUV波形可由uUN-uVN得出，当1和6通时，uUV=Ud，当3和4通时，uUV=Ud，当1和3或4和6通时，uUV=0。216.2.1 计算法和调制法输出线电压PWM波由Ud和0三种电平构成负载相电压PWM波由(2/3)Ud、(1/3)Ud和0共5种电平组成。防直通的死区时间同一相上下两臂的驱动信号互补，为防止上下臂直通而造成短路，留一小段上下臂都施加关断信号的

8、死区时间。死区时间的长短主要由开关器件的关断时间决定。死区时间会给输出的PWM波带来影响，使其稍稍偏离正弦波。ucurUurVurWuuUNuVNuWNuUNuUVUd-UdO?tOOOOO?t?t?t?t?t2Ud?2Ud2Ud?2Ud2Ud3Ud32 Ud图6-7 三相桥式PWM型逆变电路 图6-8 三相桥式PWM逆变电路波形 226.2.1 计算法和调制法5）特定谐波消去法 (Selected Harmonic Elimination PWMSHEPWM)这是计算法中一种较有代表性的方法。输出电压半周期内，器件通、断各3次（不包括0和），共6个开关时刻可控。为减少谐波并简化控制，要尽量使

9、波形对称。图6-9 特定谐波消去法的输出PWM波形OwtuoUd-Ud2ppa1a2a3236.2.1 计算法和调制法首先，为消除偶次谐波，使波形正负两半周期镜对称，即(6-1)()(pwwtutu其次，为消除谐波中余弦项，应使波形在正半周期内前后1/4周期以/2为轴线对称 (6-2)()(tutuwpw同时满足式（6-1）、（6-2）的波形称为四分之一周期对称波形，用傅里叶级数表示为 (6-3)式中，an为,5,3,1sin)(nntnatuww20dsin)(4pwwwpttntuan246.2.1 计算法和调制法图6-9，能独立控制a a1、a a 2和a a 3共3个时刻。该波形的an

10、为 式中n=1,3,5,)cos2cos2cos21(2d)sin2(dsin2d)sin2(dsin2432120332211aaapwwwwwwwwppaaaaaannnnUttnUttnUttnUttnUadddddnOwtuoUd-Ud2ppa1a2a3确定a1的值，再令两个不同的an=0(n=1,3,5)，就可建三个方程，求得a1、a2和a3。图6-9 特定谐波消去法的输出PWM波形25消去两种特定频率的谐波6.2.1 计算法和调制法在三相对称电路的线电压中，相电压所含的3次谐波相互抵消。可考虑消去5次和7次谐波，得如下联立方程：给定a1，解方程可得a1、a2和a3。a1变，a1、a

11、2和a3也相应改变。0)7cos27cos27cos21(720)5cos25cos25cos21(52)cos2cos2cos21(2321d7321d5321d1aaapaaapaaapUaUaUa（65）266.2.1 计算法和调制法一般在输出电压半周期内，器件通、断各k次，考虑到PWM波四分之一周期对称，k个开关时刻可控，除用一个自由度控制基波幅值外，可消去k1个频率的特定谐波。k的取值越大，开关时刻的计算越复杂。除计算法和调制法外，还有跟踪控制方法，在6.3节介绍。276.2.2 异步调制和同步调制v根据载波和信号波是否同步及载波比的变化情况，PWM调制方式分为异步调制异步调制和同步

12、调制同步调制。通常保持fc固定不变，当fr变化时，载波比N是变化的 在信号波的半周期内，PWM波的脉冲个数不固定，相位也不固定，正负半周期的脉冲不对称，半周期内前后1/4周期的脉冲也不对称 当fr较低时，N较大，一周期内脉冲数较多，脉冲不对称产生的不利影响都较小 当fr增高时，N减小，一周期内的脉冲数减少，PWM脉冲不对称的影响就变大载波比载波比载波频率fc与调制信号频率fr之比，N=fc/fr1）异步调制异步调制载波信号和调制信号不同步的调制方式286.2.2 异步调制和同步调制2）同步调制同步调制载波信号和调制信号保持同步的调制方式，当变频时使载波与信号波保持同步，即N等于常数。ucurU

13、urVurWuuUNuVNOttttOOOuWN2Ud2Ud图6-10 同步调制三相PWM波形 基本同步调制方式，fr变化时N不变，信号波一周期内输出脉冲数固定。三相电路中公用一个三角波载波，且取N为3的整数倍，使三相输出对称。为使一相的PWM波正负半周镜对称，N应取奇数。fr很低时，fc也很低，由调制带来的谐波不易滤除。fr很高时，fc会过高，使开关器件难以承受。296.2.2 异步调制和同步调制3）分段同步调制分段同步调制异步调制和同步调制的综合应用。把整个fr范围划分成若干个频段，每个频段内保持N恒定，不同频段的N不同。在fr高的频段采用较低的N，使载波频率不致过高；在fr低的频段采用较

14、高的N，使载波频率不致过低。00.40.81.21.62.02.410203040506070802011479969453321图 6-11fr/Hzfc/kHz为防止fc在切换点附近来回跳动，采用滞后切换的方法。同步调制比异步调制复杂，但用微机控制时容易实现。可在低频输出时采用异步调制方式，高频输出时切换到同步调制方式，这样把两者的优点结合起来，和分段同步方式效果接近。图图6-11 6-11 分段同步调制分段同步调制方式举例方式举例 306.2.3 规则采样法1）自然采样法：按照SPWM控制的基本原理产生的PWM波的方法，其求解复杂，难以在实时控制中在线计算，工程应用不多。ucuOturT

15、cADBOtuotAtDtBdd d 2d2d图6-12 规则采样法 2）规则采样法 工程实用方法，效果接近自然采 样法，计算量小得多。316.2.3 规则采样法 三角波两个正峰值之间为一个采样周期Tc。自然采样法中，脉冲中点不和三角波(负峰点)重合。规则采样法使两者重合，使计算大为减化。如图所示确定A、B点，在tA和tB时刻控制开关器件的通断。脉冲宽度d 和用自然采样法得到的脉冲宽度非常接近。l 规则采样法原理原理ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd d 2d2d图6-12 规则采样法 326.2.3 规则采样法l规则采样法计算公式推导正弦调制信号波taursinrw三角波一周期

16、内，脉冲两边间隙宽度)sin1(421DrcctaTTwdd(6-7)a称为调制度调制度，0a1；wr为信号波角频率从图6-12得,2/22/sin1cDrTtadw)sin1(2DrctaTwd(6-6)ucuOturTcADBOtuotAtDtBdd d 2d2d图6-12 规则采样法 336.2.3 规则采样法3）三相桥逆变电路三相桥逆变电路的情况三角波载波公用，三相正弦调制波相位依次差120同一三角波周期内三相的脉宽分别为dU、dV和dW，脉冲两边的间隙宽度分别为dU、d V和d W，同一时刻三相调制波电压之和为零，由式(6-6)得 由式(6-7)得23cWVUTddd43c W V

17、UTddd利用以上两式可简化三相SPWM波的计算(6-8)(6-9)346.2.4 PWM逆变电路的谐波分析 使用载波对正弦信号波调制，会产生和载波有关的谐波分量。谐波频率和幅值频率和幅值是衡量PWM逆变电路性能的重要指标之一。分析以双极性双极性SPWM波形为准。同步调制可看成异步调制的特殊特殊情况，只分析异步调制方式。分析方法以载波周期为基础，再利用贝塞尔函数贝塞尔函数推导出PWM波的傅里叶级数傅里叶级数表达式。尽管分析过程复杂，但结论简单而直观。356.2.4 PWM逆变电路的谐波分析c+kr)角频率(nww1002+-1234+-02+-4+-01+-3+-5+-谐波振幅0.20.40.

18、60.81.01.21.4kna=1.0a=0.8a=0.5a=0图6-13，不同a时单相桥式PWM逆变电路输出电压频谱图。1）单相的分析结果谐波角频率为:10)-(6rcwwkn式中，n=1,3,5,时，k=0,2,4,；n=2,4,6,时，k=1,3,5,PWM波中不含低次谐波，只含wc及其附近的谐波以及2wc、3wc等及其附近的谐波。图6-13 单相PWM桥式逆变电路输出电压频谱图366.2.4 PWM逆变电路的谐波分析2）三相的分析结果公用载波信号时的情况 输出线电压中的谐波角频率为11)-(6rcwwkn式中，n=1,3,5,时，k=3(2m1)1，m=1,2,；n=2,4,6,时，

19、。,2,116,1,016mmmmkl 图6-14，不同a时三相桥式PWM逆变电路输出电压频谱图。公用载波信号时的情况。1002+-1234+-02+-4+-01+-3+-5+-0.20.40.60.81.01.2kna=1.0a=0.8a=0.5a=0角频率(nwc+kwr)图6-14 三相桥式PWM逆变电路输出线电压频谱图谐波振幅376.2.4 PWM逆变电路的谐波分析三相和单相比较，共同点是都不含低次谐波，一个较显著的区别是载波角频率wc整数倍的谐波没有了，谐波中幅值较高的是是wc2wr和2wcwr。SPWM波中谐波主要是角频率为wc、2wc及其附近的谐波，很容易滤除。当调制信号波不是正

20、弦波时，谐波由两部分组成：一部分是对信号波本身进行谐波分析所得的结果，另一部分是由于信号波对载波的调制而产生的谐波。后者的谐波分布情况和SPWM波的谐波分析一致。谐波分析小结386.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数 直流电压利用率直流电压利用率逆变电路输出交流电压基波最大幅值U1m和直流电压Ud之比。提高直流电压利用率可提高逆变器的输出能力。减少器件的开关次数可以降低开关损耗。正弦波调制的三相PWM逆变电路，调制度a为1时，输出线电压的基波幅值为 ，直流电压利用率为0.866，实际还更低。梯形波调制方法的思路采用梯形波作为调制信号，可有效提高直流电压利用率。当梯形波幅值和三角波幅值相等

21、时，梯形波所含的基波分量幅值更大。dU)2/3(39ucurUurVurWuuUNOwtOwtOwtOwtuVNuUV6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数图6-15 梯形波为调制信号的PWM控制 1）梯形波调制方法的原理及波形梯形波的形状用三角化率三角化率 s=Ut/Uto描述，Ut为以横轴为底时梯形波的高，Uto为以横轴为底边把梯形两腰延长后相交所形成的三角形的高。s=0时梯形波变为矩形波，s=1时梯形波变为三角波。梯形波含低次谐波，PWM波含同样的低次谐波。低次谐波（不包括由载波引起的谐波）产生的波形畸变率为d。406.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数图6-16，d 和U1

22、m/Ud随s 变化的情况。图6-17，s 变化时各次谐波分量幅值Unm和基波幅值U1m之比。U,d00.20.40.60.81.0d0.20.40.60.81.01.21mUdUdU1m图6-16 s 变化时的d 和直流电压利用率 s0.20.40.60.81.0s5wr00.10.27wr11wr13wrU1mUmn图6-17 s 变化时的各次谐波含量 梯形波调制的缺点：输出波形中含5次、7次等低次谐波s =0.4时，谐波含量也较少，约为3.6%，直流电压利用率为1.03，综合效果较好。d412）线电压控制方式6.2.5 提高直流电压利用率和减少开关次数uucr1uOwturur1uOwtu

23、r3图6-18 叠加3次谐波的调制信号对两个线电压进行控制，适当地利用多余的一个自由度来改善控制性能。目标使输出线电压不含低次谐波的同时尽可能提高直流电压利用率，并尽量减少器件开关次数。直接控制手段仍是对相电压进行控制，但控制目标却是线电压相对线电压控制方式，控制目标为相电压时称为相电压控制方式相电压控制方式。鞍形波的基波分量幅值大。除叠加3次谐波外，还可叠加其他3倍频的信号，也可叠加直流分量，都不会影响线电压。叠加三次谐波在相电压调制信号中叠加3次谐波，使之成为鞍形波，输出相电压中也含3次谐波，且三相的三次谐波相位相同。合成线电压时，3次谐波相互抵消，线电压为正弦波。426.2.5 提高直流

24、电压利用率和减少开关次数3）线电压控制方式举例（叠加（叠加3倍次谐波和直流分量）倍次谐波和直流分量）叠加up，既包含3倍次谐波，也包含直流分量，up大小随正弦信号的大小而变化。设三角波载波幅值为1，三相调制信号的正弦分别为urU1、urV1和urW1，并令 (6-12)则三相的调制信号分别为prW1rWprV1rVprU1rUuuuuuuuuu1),min(rW1rV1rU1puuuu图 6-19ucurU 1urV 1urW 1uuU N Ud-UdOtOurUurVurWucOtOOOOtttttuV N uW N uU Vu1-11-1-0.5uP2Ud2Ud 图6-19 线电压控制方式

25、举例43不论urU1、urV1和urW1幅值的大小，urU、urV、urW总有1/3周期的值和三角波负峰值相等。在这1/3周期中，不对调制信号值为-1的相进行控制，只对其他两相进行控制，这种控制方式称为两相控制方式两相控制方式。优点 （1）在1/3周期内器件不动作，开关损耗减少1/3。（2）最大输出线电压基波幅值为Ud，直流电压利用率 提高。（3）输出线电压不含低次谐波，优于梯形波调制方式。446.2.6 PWM逆变电路的多重化l PWM多重化逆变电路，一般目的：提高等效开关频率、减少开关损耗、减少和载波有关的谐波分量l PWM逆变电路多重化联结方式有变压器方式和电抗器方式利用电抗器联接的二重

26、PWM逆变电路（图6-20，图 6-21)图6-20 二重PWM型逆变电路 两个单元逆变电路的载波信号相互错开180输出端相对于直流电源中点N的电压uUN=(uU1N+uU2N)/2,已变为单极性PWM波456.2.6 PWM逆变电路的多重化 输出线电压共有0、(1/2)Ud、Ud五个电平，比非多重化时谐波有所减少。电抗器上所加电压频率为载波频率，比输出频率高得多，只要很小的电抗器就可以了。输出电压所含谐波角频率仍可表示为nwc+kwr，但其中n为奇数时的谐波已全被除去，谐波最低频率在2wc附近，相当于电路的等效载波频率提高一倍。图6-21Ud-UdOurUurVuc2uc1wtuUVuOwt

27、OwtOwtOwtOwtuU1NuU2NuUNuVN2Ud2Ud图6-21 二重PWM型逆变电路输出波形 466.3 PWM跟踪控制技术 PWM波形生成的第三种方法跟踪控制方法跟踪控制方法。把希望输出的波形作为指令信号，把实际波形作为 反馈信号，通过两者的瞬时值比较来决定逆变电路 各开关器件的通断，使实际的输出跟踪指令信号 变化。常用的有滞环比较方式滞环比较方式和三角波比较方式三角波比较方式。476.3 PWM跟踪控制技术 486.3.1 滞环比较方式 1)跟踪型PWM变流电路中，电流跟踪控制应用最多。tOiii*+D Ii*-D Ii*图6-23 滞环比较方式的指令电流和输出电流图6-22

28、滞环比较方式电流跟踪控制举例基本原理基本原理 把指令电流i*和实际输出电流i的偏差i*-i作为滞环比较器的输入。V1（或VD1）通时，i增大 V2（或VD2）通时，i减小通过环宽为2DI的滞环比较器的控制，i就在i*+D DI和i*-D DI的范围内，呈锯齿状地跟踪指令电流i*。参数的影响参数的影响 环宽过宽时，开关频率低，跟踪误差大；环宽过窄时，跟踪误差小，但开关频率过高，开关损耗增大。L大时，i的变化率小，跟踪慢；L小时，i的变化率大，开关频率过高。滞环环宽电抗器L的作用496.3.1 滞环比较方式2)三相的情况图6-25 三相电流跟踪型PWM逆变电路输出波形图6-24 三相电流跟踪型PW

29、M逆变电路506.3.1 滞环比较方式3)采用滞环比较方式的电流跟踪型PWM变流电路有如下特点特点。（1）硬件电路简单。（2）实时控制，电流响应快。（3）不用载波，输出电压波形中不含特定频率的谐波。（4）和计算法及调制法相比，相同开关频率时输出电流 中高次谐波含量多。（5）闭环控制，是各种跟踪型PWM变流电路的共同特点。516.3.1 滞环比较方式4)采用滞环比较方式实现电压跟踪控制把指令电压u*和输出电压u进行比较，滤除偏差信号中的谐波，滤波器的输出送入滞环比较器，由比较器输出控制开关器件的通断，从而实现电压跟踪控制。图6-26 电压跟踪控制电路举例526.3.1 滞环比较方式 和电流跟踪控

30、制电路相比，只是把指令和反馈信号从电流变为电压。输出电压PWM波形中含大量高次谐波，必须用适当的滤波器滤除。u u*=0=0时，输出电压u u为频率较高的矩形波，相当于一个自励振荡电路。u*为直流信号时，u u产生直流偏移，变为正负脉冲宽度不等，正宽负窄或正窄负宽的矩形波。u u*为交流信号时，只要其频率远低于上述自励振荡频率，从u u中滤除由器件通断产生的高次谐波后，所得的波形就几乎和u u*相同，从而实现电压跟踪控制。536.3.2 三角形比较方式负载+-iUi*U+-iVi*V+-iWi*WUdC+-C+-C+-三相三角波发生电路AAA(1)基本原理 不是把指令信号和三角波直接进行比较，

31、而是通过闭环来进行控制。把指令电流i i*U U、i i*V V和i i*WW和实际输出电流i iU U、i iV V、i iWW进行比较，求出偏差，通过放大器A放大后，再去和三角波进行比较，产生PWM波形。放大器A通常具有比例积分特性或比例特性，其系数直接影响电流跟踪特性。(2)特点 开关频率固定，等于载波频率，高频滤波器设计方便。为改善输出电压波形，三角波载波常用三相三角波载波。和滞环比较控制方式相比，这种控制方式输出电流所含的谐波少。图6-27 三角波比较方式电流跟踪型逆变电路546.3.2 三角形比较方式不用滞环比较器，而是设置一个固定的时钟。v以固定采样周期对指令信号和被控制变量进行

32、采样，根据偏差的极性来控制开关器件通断。在时钟信号到来的时刻，如i i i i*，V1断，V2通，使I I 减小。每个采样时刻的控制作用都使实际电流与指令电流的误差减小。采用定时比较方式时，器件的最高开关频率为时钟频率的1/2。和滞环比较方式相比，电流控制误差没有一定的环宽，控制的精度低一些。(3)除上述两种比较方式外，还有定时比较方式定时比较方式。55第六章 PWM控制技术 小结vPWM控制技术与相位控制技术相位控制技术以第2章相控整流电路和第4章交流调压电路为代表的相位控制技术相位控制技术至今在电力电子电路中仍占据着重要重要地位。以PWM控制技术为代表的斩波控制技术斩波控制技术正在越来越占据着主导主导地位。相位控制和斩波控制分别简称相控相控和斩控斩控。把两种技术对照学习，对电力电子电路的控制技术会有更明晰的认识。