《通信对抗原理》课件第8章.ppt

1、第8章 对特殊通信系统的对抗技术第第8 8章章 对特殊通信对特殊通信系统的对抗技术系统的对抗技术8.1概述概述 8.2扩频通信系统及其特点扩频通信系统及其特点 8.3直接序列扩频通信系统对抗技术直接序列扩频通信系统对抗技术 8.4跳频通信系统对抗技术跳频通信系统对抗技术 8.5通信链路对抗技术通信链路对抗技术 8.6通信网对抗技术通信网对抗技术 习题习题 第8章 对特殊通信系统的对抗技术8.1 概述概述信息化战争和数字化军队不仅使通信对抗的作战环境发生了根本性的变化，而且使通信对抗的作战对象和内容也发生了根本性的变化。早期的通信对抗一般是在陆、海、空三军战术通信的范围内进行，仅仅针对通信信道和

2、传输链路而言，其实质是敌对双方为争夺无线电信号频谱控制权展开的电磁斗争，作战对象是点对点的通信信道(链路)信号。进入20世纪90年代，随着各种低截获概率通信体制的出现和广泛应用，以及通信网络化技术的成熟，为适应网络中心战的战场透明、信息畅通并及时地流向任何需要信息数据的个人和装备的需要，在战场上出现了一第8章 对特殊通信系统的对抗技术种把包括敌我识别、卫星导航、遥测遥控和雷达等非通信的军用信息系统在内的各种信息装备、作战平台，以及指挥官和普通士兵利用计算机和通信网连接成一个无缝隙的战场电子信息网络C4ISR系统。C4ISR系统在实战中的应用，极大地提高了夺取战场信息优势和各军兵种与各类平台的联

3、合作战能力，是名副其实的兵力倍增器。为实现对C4ISR系统的有效对抗，破坏或降低各军用信息系统的作战能力是其重要的途径之一，而斩断该系统的纽带通信网，更是一个高效能的措施。因此，本章拟对现代通信网中最常用的低截获概率通信体制(如扩频通信、数据链通信、通信网等)的对抗技术进行讨论，重点是扩频通信系统的对抗。第8章 对特殊通信系统的对抗技术扩频扩频通信系统是指待传输信息的频谱用某个特定的扩频函数扩展后成为宽频带信号，送入信道中传输，再利用相应手段将其压缩，从而获取传输信息的通信系统。按照其工作方式可以分为直接序列扩频、跳频扩频(FHSS)、跳时扩频(THSS)，以及以上三种基本扩频方式的结合。跳频

4、扩频通信采用某种形式的伪随机码，使其发射频率在约定的某个频率集中高速跳变，给通信对抗系统截获和分析带来极大的困难，导致通信对抗系统截获概率下降甚至不能截获。直接序列扩频通信系统中，利用高速率的伪随机(PN)序列对低速率的信息序列进行扩频调制，然后进行载波调制，得到扩频调制的宽带射频信号。扩频调制使扩频发射信号的带宽增加、功率谱密度降低，直至被噪声所淹没，使侦察干扰机难以截获它的发射信号。如何有效的截获和干扰这两种扩频信号己成为通信对抗领域迫切解决的难题。第8章 对特殊通信系统的对抗技术8.2 扩频通信系统及其特点扩频通信系统及其特点本节简单介绍几种扩频通信系统的基本特点，其详细的讨论请参考相关

5、的书籍和资料。8.2.1直接序列扩频直接序列扩频(DSSS)在直接序列扩频(DSSS)通信系统中，利用高速率的伪随机(PN)序列对低速率的信息序列进行相乘(模2加)，然后进行载波调制，得到扩频调制的宽带射频信号。直接序列扩频系统的组成原理如图8.2-1所示。在接收端，接收到的扩频信号经过混频放大后，用与发送端同步的伪随机码序列对中频信号进行相关解扩，将宽带扩频信号恢复为窄带中频信号，然后再进行解调，得到信息码序列。第8章 对特殊通信系统的对抗技术图8.2-1 直接序列扩频系统的组成原理 第8章 对特殊通信系统的对抗技术直接序列扩频系统的频谱变化过程如图8.2-2所示。由图8.2-2可知，DSS

6、S通信系统有很强的抗干扰能力。图8.2-2(d)是接收到的信号和噪声、窄带干扰信号谱的示意图。在解扩前，窄带干扰信号的谱比信号窄，但是电平比信号高。解扩后，窄带干扰信号的能量被扩散到整个扩频带宽中，其电平明显降低，而噪声电平基本不变。信号在解扩后，能量集中到窄带(解调器带宽)内部。于是只有落入解调器滤波器带宽内部的干扰和噪声能量才会影响通信性能，因此，它可以很好的抑制窄带干扰。DSSS通信系统可以采用的载波调制方式有BPSK、MSK、QPSK、TFM等，其中以相位调制方式应用最多。第8章 对特殊通信系统的对抗技术图8.2-2 直接序列扩频系统的频谱变化过程 第8章 对特殊通信系统的对抗技术DS

7、SS通信系统经过扩频/解扩处理，系统性能得到显著改善。这种改善通常用扩频处理增益描述。扩频处理增益定义为接收端相关处理器输出与输入信噪比的比值,即iiooNSNSGp(8.2-1)设扩频序列码速率为fc，扩频信号采用BPSK调制，扩频信号带宽为Bc=2fc，扩频伪随机码长度为Nc，信息码速率为fa，如果不采用扩频调制，则相应的信息带宽为Ba=2fa。DSSS扩频系统的处理增益为 第8章 对特殊通信系统的对抗技术cacacpNBBffG(8.2-2)可见，DSSS通信系统的处理增益是扩频序列码速率和信息码速率的比值，或者扩频信号带宽与信息带宽的比值，其变化范围约为1550dB。通信侦察系统最关心

8、的DSSS扩频系统的参数包括：扩频伪码速率、扩频伪码序列码、扩频信号带宽、信息码带宽、调制方式等。8.2.2跳频扩频跳频扩频(FHSS)跳频扩频(FHSS)通信系统发射信号的载波频率按照一定的规律随机跳变，可以看成是一种特殊的多进制频移键控信号。其系统组成如图8.2-3所示。第8章 对特殊通信系统的对抗技术图8.2-3 跳频通信系统的组成 第8章 对特殊通信系统的对抗技术跳频通信系统的基本原理是：在发送设备中，利用伪随机码控制发射频率合成器的频率，使发射信号的频率按照通信双方事先约定好的协议(跳频图案)进行随机跳变。在接收端，接收机混频器的本振也是按照相同的规律跳变，如果接收频率合成器的频率和

9、发射信号的频率变化完全一致，那么就可以得到一个固定频率的中频信号，进一步可以解调信号，使得收发双方频率一致的过程称为跳频码同步。跳频图案(即跳频规律)通常采用伪随机序列产生，跳频信号的发射频率随机地在若干个频率(几十至几百个)之间随机出现，因此具有很强的抗干扰和抗截获能力。跳频通信系统多用FSK/ASK(可利用非相干方式解调)等调制样式。设跳频信号的频率集为第8章 对特殊通信系统的对抗技术fi f1,f2,f3,fN(8.2-3)即发射信号的载波频率 fi在时间(i1)ThtiTh内取频率集中的某个频率。Th是每个频率的持续时间，称为驻留时间。跳频系统频率合成器产生的频谱和跳频信号的频谱如图8

10、.2-4所示。理想的频率合成器产生的频谱是离散的、等间隔的、等幅的线谱，占用的频带B=fNf1+F，每个频率之间的间隔为F，某一时刻的频率是N个频率中的一个，由PN码决定。在某一时刻，跳频系统是窄带的。从整个时间观察，信号在整个频带内跳变，是宽带的。将载波频率随时间变化的规律绘成图，就得到所谓跳频图案。典型的跳频图案如图8.2-5所示。第8章 对特殊通信系统的对抗技术图8.2-4 跳频系统的频谱 第8章 对特殊通信系统的对抗技术图8.2-5 跳频图案 第8章 对特殊通信系统的对抗技术跳频系统可以按照跳频速率划分为快速跳频(FFH)、中速跳频(MFH)和慢速跳频(SFH)。具体有两种划分方法，第

11、一种划分方法是，如果跳频速率Rh大于信息速率Ra，即RhRa，则称为快速跳频；反之，则称为慢速跳频。另一种划分是按照跳频速率进行划分：慢速跳频(SFH)：Rh的范围为10100h/s；中速跳频(MFH)：Rh的范围为100500h/s；快速跳频(FFH)：Rh大于500h/s。与DSSS扩频系统类似，跳频扩频系统的处理增益是其抗干扰的重要指标。如果在一个频带Bh内，等间隔分为N个频道，频率间隔为F，信息带宽BaF，则其处理增益为第8章 对特殊通信系统的对抗技术NBBGahp(8.2-4)因此，跳频系统的处理增益与可用信道数N成正比。N越大，射频带宽Bh越大，处理增益越高，抗干扰性能越好。通信侦

12、察系统最关心的跳频系统的参数包括频率集和跳频图案，驻留时间或者跳频速率，跳频间隔、调制方式等。8.2.3跳时扩频跳时扩频(THSS)跳时扩频(THSS)系统用伪随机码控制发送时刻和发送时间的长短。它将总的发送时间划分为若干个时隙，由伪码控制在哪个时隙发送信码，时隙的选择和时间的长短都由伪码控制。跳时扩频系统的原理如图8.2-6所示。第8章 对特殊通信系统的对抗技术图8.2-6 跳时扩频系统原理 第8章 对特殊通信系统的对抗技术在发送端，经过调制的信号被送到一个射频开关，该开关的启闭受一伪码的控制，信号以脉冲的形式发送出去。在接收端，本地伪码与发送端伪码完全同步，用于控制两个选通门，使传号和空号

13、分别由两个门选通后经检波进行判决，恢复信息码。跳时系统输出的信号波形如图8.2-7所示。跳时系统一般很少单独使用，通常与其他扩频系统组合使用，形成混合扩频系统。如FHTH、THDS、FHTHDS等混合扩频系统。第8章 对特殊通信系统的对抗技术图8.2-7 跳时信号波形 第8章 对特殊通信系统的对抗技术8.3 直接序列扩频通信系统对抗技术直接序列扩频通信系统对抗技术直接序列扩频通信系统的载波调制一般为BPSK/QPSK调制，它是用高速率的伪噪声序列与信息码序列模2相加后(波形相乘)的复合码序列去控制载波的相位而获得直接序列扩频信号，简称直扩信号，它具有以下基本特点：(1)抗干扰性能好：具有极强的

14、抗宽带干扰、窄带瞄准式干扰、转发式干扰的能力，有利于电子反对抗。(2)保密性能好：由于系统可以使用码周期很长的伪随机码序列作为扩频码，经它调制后的数字信息类似于随机噪声，不会轻易被普通的侦察手段和破译方法发现和识别。第8章 对特殊通信系统的对抗技术(3)功率谱密度小：直接序列扩频通信系统展宽了传输信号的带宽，使得功率扩展到较宽的频带内，降低了对地面通信的干扰。由于直扩信号这些突出的特点，近年来在军事通信和民用通信领域得到了广泛的发展和应用。因此，直扩系统的对抗技术已经成为通信对抗领域的关键和热点技术问题之一。8.3.1直接序列扩频通信信号的截获技术直接序列扩频通信信号的截获技术1.直扩信号的功

15、率谱检测技术直扩信号的功率谱检测技术对DSSS信号功率谱的检测是一种基于能量的检测方法，又称为辐射计检测。早期的辐射计检测基于模拟技术实现，其原理类似于功率计或频谱分析仪。它利用宽带接收机接收直扩信号，对信号进行宽带检波得到其功率谱，检测和判断是否存在直扩信号。随着数字信号处理技术的发展，数字化功率谱检测技术将逐步取代模拟技术。第8章 对特殊通信系统的对抗技术最简单的功率谱检测方法是周期图方法，但是它只能检测信噪比较高的直扩信号。随着数字信号检测理论和技术的发展，近年来己经形成了一系列成熟的并具有较好抑制噪声能力的功率谱估计方法，诸如参数方法和子空间方法等，并且取得了广泛的应用。DSSS信号s

16、(t)表示为02)cos()(2)(tftctdPtsc(8.3-1)其中，d(t)为二进制信息序列，取值为1;c(t)为二进制的伪随机扩频序列，取值也为1;P是信号功率;fc为载频;0是初相，并在0,2内均匀分布。s(t)的功率谱为 第8章 对特殊通信系统的对抗技术dckcccTkffTffSaPTfS)()(2(8.3-2)其中，Tc为扩频码元宽度；Td为扩频码周期。1)周期图检测方法设接收机输出信号x(t)为x(t)=s(t)+n(t)(8.3-3)其中，n(t)为窄带高斯噪声。对接收信号进行采样，得到离散的随机序列。设离散随机序列有N个样本x(0),x(1),x(N1)。不失一般性，假

17、定这些数据己经零均值化。对于离散信号x(n)的周期图谱估计是以离散时间傅立叶变换为基础的。先计算N个数据的离散时间傅立叶变换，即第8章 对特殊通信系统的对抗技术nnxXNnj)exp()(10(8.3-4)再取频谱和其共扼的乘积，得到功率谱为2102j)exp(1)(1)(nnxNXNPNnx(8.3-5)扩频通信信号是周期函数，所以得到的功率谱常称为周期图。周期图方法中功率谱的估计为有偏估计。为了减小其偏差，通常需要使用窗函数对周期图进行平滑。将窗函数c(n)直接加给样本数据，得到的功率谱常称为修正周期图，即 210j)exp()(1)(nncnxNWPNnx(8.3-6)第8章 对特殊通信

18、系统的对抗技术其中,W是窗函数内的功率规范化因子，表示为 d)(21)(12210CNncNWNn(8.3-7)这里C()是窗函数c(n)的离散时间傅立叶变换。对修正的周期图进行检测判断，可以确定扩频信号的存在。周期图法还有一些变型的方法，如Bartlett的平均周期图法、Blackman-Tukey周期图平滑方法等。第8章 对特殊通信系统的对抗技术2)参数化功率谱估计参数化功率谱估计是把待估计功率谱的信号假定成一个输入为高斯白噪声的线性系统的输出，通过估计该线性系统参数来进行信号功率谱的估计，该方法适合在信号的数据长度较短时的功率谱估计，其中具有代表性的是Yule-Walker自回归方法和B

19、urg方法。这里以Yule-Walker自回归方法为例说明功率谱估计过程。将离散随机过程x(n)视为一个输入为白噪声v(n)的线性时不变系统产生的。设该系统为AR系统，系统模型为x(n)+a1x(n1)+a2x(n2)+apx(np)=v(n)(8.3-8)其系统函数为 第8章 对特殊通信系统的对抗技术ppzazazazH221111)(8.3-9)对于Pv()=，可以证明2v222)()()()(HHPPvvx(8.3-10)所以有2j2j2j12eee1)(ppvxaaaP(8.3-11)对式(8.3-8)两边同乘x*(nm)，其中*表示取共轭，再取数学期望，有Ex(n)x*(nm)+a1

20、x(n1)x*(nm)+apx(np)x*(nm)=Ev(n)x*(nm)(8.3-12)第8章 对特殊通信系统的对抗技术分别取m=0,1,2,p，将式(8.3-12)整理，得到 式中,r(m)为x(n)在点m的自相关。根据上式，可以求解得到a1,a2,ap和，然后利用式(8.3-10)得到信号的功率谱估计。2v0001)0()2()1()()2()0()1()2()1()1()0()1()()2()1()0(221vpaaarprprprprrrrprrrrprrrr(8.3-13)第8章 对特殊通信系统的对抗技术2.直扩信号的时域相关法检测直扩信号的时域相关法检测时域相关法是利用作为扩频码

21、的伪随机序列的相关性，实现对DSSS信号的检测。对通信侦察系统而言扩频序列是未知的，不能利用匹配滤波或者相关器实现，因此这里的检测是一种盲检测。1)扩频序列的相关特性设扩频码采用m序列，扩频码元宽度为Tc，长度为p，则其自相关函数为第8章 对特殊通信系统的对抗技术cccccccccpTTpppTTpTpTpTpTR)1(111)1()1(10111)(相应的波形如图8.3-1所示。(8.3-14)第8章 对特殊通信系统的对抗技术图8.3-1 扩频序列的自相关函数 第8章 对特殊通信系统的对抗技术设扩频信号为02)cos(2)(tftcPtsc(8.3-15)其中，c(t)是信息序列经过伪随机扩

22、频序列扩频后的序列，取值为1；P是信号功率；fc为载频;0是初相，并在0,2内均匀分布。假设c(t)与载波相互独立，并且为了简化分析，设P1，00，并且每个扩频码元内部正好有一个载波周期。此时其归一化相关函数为第8章 对特殊通信系统的对抗技术12121021 d2)cos(2)cos(1)(0p,ptttcttcpRps(8.3-16)由此可见，扩频信号的自相关函数与扩频序列的自相关函数有类似的特性。这是实现相关检测的重要基础。第8章 对特殊通信系统的对抗技术2)直扩信号的相关检测法设接收机输出信号x(t)为x(t)=s(t)+n(t)(8.3-17)其中，n(t)为零均值高斯白噪声；s(t)

23、是待检测的DSSS信号，并且两者不相关。于是x(t)的自相关函数为)()()()()()()()()()()()()(nsnsxRRRtstnEtntsERtntstntsER(8.3-18)第8章 对特殊通信系统的对抗技术其中，Rs()是信号s(t)的自相关函数；Rn()是高斯白噪声的自相关函数。由于Rn()没有相关峰，因此相关函数Rx()的峰值就是信号s(t)的相关函数Rs()的峰值。根据这个特性，就可以实现对DSSS信号的检测。根据上述理论分析，构造的归一化无偏估计和有偏估计的时域自相关检测器如图8.3-2所示。该检测器将离散的信号样本分为两路，将经过线性移位寄存器移位的信号与原信号样本

24、进行相关，并且检测其相关峰。对于无偏估计，相关峰值只受信息码的影响；而对于有偏估计，相关峰值除了受信息码的影响外，还与移位延时的值有关，随着延时增加，相关峰值逐步减小。第8章 对特殊通信系统的对抗技术图8.3-2 时域相关检测器 第8章 对特殊通信系统的对抗技术3.直扩信号的倒谱法检测直扩信号的倒谱法检测功率谱和时域相关法的检测是分别在频域和时域对直接序列扩频信号进行检测。利用倒谱对扩频信号的检测可以认为是频域检测方法的扩展。信号的倒谱定义为信号的功率谱取对数后再进行一次功率谱运算，即C()=|FTlg|FTs(t)|2|2(8.3-19)其中,FT()是傅立叶变换，上述运算可以看成是从时间域

25、t到伪时间域的变换。DSSS信号s(t)表示为第8章 对特殊通信系统的对抗技术02)cos()(2)(tftctdPtsc(8.3-20)其中，d(t)为二进制信息序列，取值为1;c(t)为二进制的伪随机扩频序列，取值也为1;P是信号功率;fc为载频;0是初相，并在0,2内均匀分布。s(t)的功率谱为dckccTkffTffSaPTfS)()(2(8.3-21)其中，Tc为扩频码元宽度；Td为扩频码周期。对其功率谱取对数，得到dckcccTkffTffSaPTfSlg)(lglg)(lg2(8.3-22)第8章 对特殊通信系统的对抗技术式(8.3-22)中存在三个分量，分别是信号的功率谱幅度、

26、扩频码元宽度和扩频码周期。对其进行傅立叶变换，由于三个分量在伪时间域几乎位于不同的伪时间段，因此求模和平方后不会出现交叉项，即倒谱输出仍然是三个分量：第一项是功率谱幅度，表现为位于零位置的脉冲；第二项为扩频码元宽度，表现为非常靠近零位置的分量；第三项表示为扩频码周期，在伪码时间重复出现。某典型DSSS信号的倒谱如图8.3-3所示。当存在噪声时，高斯白噪声的倒谱将明显低于信号的倒谱，据此可以对DSSS信号进行检测和判断。第8章 对特殊通信系统的对抗技术图8.3-3 典型DSSS信号的倒谱 第8章 对特殊通信系统的对抗技术4.直扩信号的循环谱相关检测直扩信号的循环谱相关检测前面给出的检测方法中，都

27、是假设DSSS信号是平稳信号，而实际上DSSS信号的均值和自相关函数都是周期函数，它们应该是循环平稳信号，因此利用它的循环平稳性进行检测可以得到更好的效果。1)循环自相关函数设x(t)是一个零均值的非平稳复信号，它的时变自相关函数定义为)()(121)()(),(0*0*nTtxnTtxNtxtxEtRNNnx(8.3-23)第8章 对特殊通信系统的对抗技术若Rx(t,)的统计特性具有周期为T0的二阶周期性，可以用时间平均将它表示为)()(121lim),(0*0nTtxnTtxNtRNNnNx(8.3-24)由于Rx(t,)是周期为T0的周期函数，故可以用傅立叶级数展开它，得到txmmtTx

28、mxReR),t(R2j2j)e()(0(8.3-25)第8章 对特殊通信系统的对抗技术其中，=m/T0。其傅立叶系数为 t,tRTRtxTTxd)e(1)(j22/2/000(8.3-26)其中，系数表示频率为的循环自相关强度，简称循环(自)相关函数。如果=0，即为平稳信号的自相关函数。循环自相关函数的傅立叶变换为)(xR)(xRd)e()(j2fxxRfS(8.3-27)称为循环谱密度(CyclicSpectrumDensity，CSD)或者循环谱函数。第8章 对特殊通信系统的对抗技术2)直扩信号的循环谱对于DSSS/BPSK信号，利用循环谱函数的定义，可以得到其循环谱为000000222

29、j222jj2j22241 e2241 e2241 e2241)(tfc*cctfc*cctc*cctc*ccxcceffQffQTffQffQTffQffQTffQffQTfS(8.3-28)第8章 对特殊通信系统的对抗技术式中,Q(f)=sin(fTc)/(f)；Tc是扩频码宽度。等式右边前两项在=k/Tc时存在，后两项在=fc+k/Tc时存在，k是整数。由此可见，在循环谱域中，扩频信号的循环谱是离散的，且仅存在于扩频码速率和载波频率的整数倍处。另一方面，注意到属于平稳过程的高斯白噪声的循环自相关函数和循环谱分别为000)()(nnRR000)()(fSfSnn(8.3-29)(8.3-3

30、0)第8章 对特殊通信系统的对抗技术设输入信号为x(t)=s(t)+n(t)，其中s(t)为扩频信号，n(t)为噪声，并且两者独立。于是其循环谱为(8.3-31)由于当0时，高斯白噪声的循环谱为零，而扩频信号的循环谱不为零，因此循环谱检测法具有极好的抑制高斯噪声的能力。在相同的扩频码长度为1023时，上述的几种扩频循环检测方法的性能是不同的。其中循环谱法性能最好，可以在22dB的信噪比下完成扩频信号的检测。检测性能从好到差的次序为时域相关法、周期图法和倒谱法，其检测信噪比为1519dB。)()()(fSfSfSnxS第8章 对特殊通信系统的对抗技术8.3.2直扩信号参数估计和解扩技术直扩信号参

31、数估计和解扩技术1.直扩信号的参数估计直扩信号的参数估计1)自相关法估计码元宽度和码元速率利用自相关法可以估计直扩信号的码元宽度和码元速率，假设接收的信号与噪声经模数采样后表示为x(n)=s(n)+n(n)，按下面的公式计算自相关函数，即)()()(10knxnxkRNn其中，N为相关长度。按上式计算时，不管时延点在何处，其求和项均保持N项不变。当时延值kTs等于扩频码周期时，R(k)出现峰值，峰值对应的延时点时间即为扩频码周期。扩频码周期等于信息码元宽度Tb，由此可以计算出信息码速率Rb=1/Tb。(8.3-32)第8章 对特殊通信系统的对抗技术2)利用循环谱相关函数估计码元速率利用循环谱相

32、关函数只需要判别在0处有无谱线存在就可以检测直扩信号，并可根据谱线出现处的值来估计直扩信号的载频和扩频码速率。设直扩信号的载频为fc，码元速率决定于扩频码的码元速率Rc。从基本调制方式看，直扩信号是一种2PSK信号，因此可以按照2PSK信号来计算直扩信号的循环谱相关函数。根据理论分析和计算，对于2PSK信号，当值改变时，在=kRc及=fc+kRc(k是整数，k=0,1,)处有峰值出现，其中，=0=2fc处峰值最大，=+1=2fc+Rc或者=1=2fcRc处峰值次之。因此，可以对在轴上进行搜索，当达到最大峰 fSx第8章 对特殊通信系统的对抗技术值时对应的0值，可用来估计信号的载频fc。根据0值

33、与距离最大峰值左边或右边邻近的次峰值所对应的+1或1值之间的差值，可用来估计扩频码速率Rc，即20cf0101cR(8.3-33)(8.3-34)2.直扩信号的解扩技术直扩信号的解扩技术信号检测解决了直扩信号的发现和部分参数的测量问题，如果需要获得其传输内容，还必须对其解扩，这也是对负信噪比的直扩信号进行侦察和干扰的必不可少的关键环节。直扩信号的解扩是在不知道对方扩频码的情况下进行的被动处理方法，其目的是得到直扩信号的扩频码和信息码。第8章 对特殊通信系统的对抗技术(1)解扩的主要作用。直扩信号的解扩应以对其检测为前提，并在测量或估计技术参数的基础上进行解扩。其主要作用可提供高处理增益，恢复高

34、信噪比的窄带信息流，即恢复基带信号，并得到扩频码，以便引导干扰设备进行相干干扰和欺骗干扰；进一步对基带信号解调，可获取情报信息。(2)解扩的主要途径。直扩信号解扩的基本思路是：一是采用无码解扩技术，在不知道扩频码的基础上，对信息码进行估计；二是采用相关解扩技术，通过估计出扩频码，然后利用相关解扩方法对信息码进行恢复。直扩信号的盲解扩是一件十分困难的工作，目前仍处于研究中，有许多问题待解决。第8章 对特殊通信系统的对抗技术8.3.3对直接序列扩频通信系统的干扰对直接序列扩频通信系统的干扰对直接序列扩频信号的干扰样式主要有相干干扰、拦阻干扰、转发干扰等。(1)相干干扰。任何与直扩信号不相干的规则干

35、扰，都可以被直扩接收设备抑制掉。因此最佳干扰是在知道扩频码结构的情况下，以此扩频码调制到干扰信号上去，使直扩接收设备几乎100%的接收干扰信号，这样就可以最小的功率达到有效干扰目的，这就是“相干干扰”或“相关干扰”。如果再配以假信息，则可达到欺骗干扰的效果。在对直扩信号准确检测、参数估计和解扩的基础上，就可以引导进行相干干扰了。相干干扰是在解扩后得到扩频码的基础上实现的，因此直扩信号的检测、参数估计和解扩是有效干扰直扩通信的关键和前提。第8章 对特殊通信系统的对抗技术(2)拦阻干扰。若干扰信号的时域特征是不规则的，或者说是随机的，如高斯白噪声，其统计结构十分复杂，直扩接收设备对这种干扰就无法全

36、部抑制。因此，通常在得不到扩频码结构的情况下，只要知道直扩信号的载波频率和扩频周期，甚至只要知道直扩信号分布的频段，采用高斯白噪声调制的大功率拦阻干扰，特别是梳状谱干扰，也能取得一定的效果。(3)转发干扰。转发干扰也是在得不到扩频码结构的情况下，只要知道扩频周期，把截获的直扩信号进行适当的延迟，再以高斯白噪声调制经功率放大后发射出去，就产生了接近直扩通信所使用的扩频码结构的干扰信号，其效果介于相干干扰和拦阻干扰之间。第8章 对特殊通信系统的对抗技术1.信号和干扰模型信号和干扰模型由于相移键控(PSK)调制是DSSS系统最常用的调制形式，因此本节中的讨论都采用BPSK调制。1)直扩信号模型直扩信

37、号的表达式为)2)cos()(2)(0tftctdPts(8.3-35)其中，P是发射信号的功率；d(t)是信息码;c(t)是伪随机序列;f0是载波频率；是初始相位，在0,2均匀分布。2)接收信号模型接收信号的模型为r(t)=s(t)+n(t)+J(t)(8.3-36)第8章 对特殊通信系统的对抗技术其中，s(t)是DSSS信号；n(t)是接收机内部噪声；J(t)是干扰信号。在这里假定接收机是理想的相关接收机，即假定接收机在时间、相位上与发射信号严格同步。相关接收机与扩频码c(t)的码元波形匹配，将接收信号r(t)与本地信号c(t)cos(2f0t+)相乘后在0,2内积分，并在t=T时刻抽样，

38、则相关接收机的输出为 ttftctrzTd )2)cos()(00(8.3-37)对相关接收机输出进行抽样判决，可以分析其误码率。直扩系统的误码率除了与信噪比有关外，还与背景有关。一般背景干扰有加性高斯白噪声(AWGN)、多径干扰。这里我们可以把AWGN理解为宽带噪声干扰。第8章 对特殊通信系统的对抗技术直接序列扩频系统的干扰性能主要取决于直接序列扩频系统中使用的扩频码的长度。短码每隔一个或几个数据比特就重复一次，而长码要隔很多个数据才重复一次。因此，恢复短码中的码序列就相对容易一些。这样，短码比长码更容易受电子支援和电子攻击。本节主要讨论在直接序列扩展频谱系统中，不同系统参数和干扰背景下，各

39、种干扰波形的干扰效果。对干扰效果的分析，主要用平均误比特率来表征。它采用一定干扰功率利用率下的平均误比特率作为干扰效果的测度。误比特率是指错误接收的信息量在传送信息总量中所占的比例。对二进制编码而言，误比特率也等于误码率。第8章 对特殊通信系统的对抗技术2.宽带噪声干扰宽带噪声干扰宽带噪声干扰是指干扰信号J(t)是宽带噪声，并且它的带宽与直接扩频信号带宽几乎相同。其功率谱分布如图8.3-4所示。经过相关接收机解扩和解调后，解调器输出的信号与噪声加干扰之和的比值用v0表示。当采用宽带噪声干扰时，比值v0为NPWNRvJss0021(8.3-38)第8章 对特殊通信系统的对抗技术图8.3-4 宽带

40、噪声干扰功率谱示意图 第8章 对特殊通信系统的对抗技术其中，R是接收到的信号功率；N0是单边带噪声功率谱密度，是信号带宽；PJ是接收到的干扰功率；N是每个数据比特的扩频码数。上式中，已经假设信号带宽与干扰带宽相同。根据扩频信号的特性，N取对数就是扩频增益Gp。比值v0可以等效为解调器输入端的信噪比，即JssiPWNRv021(8.3-39)它与输出信噪比的关系为vo=Nvi=Gpvi(8.3-40)采用宽带噪声干扰对DSSS/BPSK系统干扰时，其误码率与BPSK系统存在加性高斯白噪声的情况相同，因此其误比特率为第8章 对特殊通信系统的对抗技术TbeNEQP2(8.3-41)其中,NT=N0+

41、J0，N0是内部噪声的单边带噪声功率谱密度，J0=PJ/Wss宽带干扰噪声的单边带功率谱密度。这是存在热噪声情况下，BPSK调制的常见结果，其中热噪声电平已通过宽带干扰噪声电平得到了增强。把相应的功率关系代入式(8.3-41)，整理后可以得到JssssbssJbePNWWSTQWPNEQP002/2(8.3-42)其中，Tb是信息比特码元宽度，将关系式Wss=1/Tc和Pn=WssN0代入上式，得到 第8章 对特殊通信系统的对抗技术jnsnJncberrNQPPTTSQP/12)/(2(8.3-43)其中，N=Ta/Tc=Rc/Ra表示每个数据比特的扩频码数;rsn=S/Pn是解扩输入的信噪比

42、(SNR);rjs=PJ/S是解扩输入的干信比(JSR)。在处理增益N=100，即Gp=20dB时，对于某些信噪比的曲线如图8.3-5所示。由图可以看出，由于扩频系统存在处理增益，因此宽带噪声干扰信号只有在克服了处理增益后，才能有效地发挥作用，否则其干扰作用不明显。也就是说，真正发挥作用必须克服扩频增益的影响。扩频增益越高，所需的干信比越高。第8章 对特殊通信系统的对抗技术图8.3-5 宽带噪声干扰的误比特率和干信比的关系 第8章 对特殊通信系统的对抗技术信噪比对干扰效果也有明显的影响，信噪比越大其误比特率的曲线越陡，也就是随着信噪比的减小，到达同样的误比特率所需的干信比减小，或者所干扰效果明

43、显变好。当信噪比为20dB、干信比为10dB，误比特率达到161的限度；当信噪比分别为15dB、10dB的时候，干信比相应的需要达到16dB、17dB，才能对目标信号施加有效干扰。3.部分频带噪声干扰部分频带噪声干扰部分频带噪声干扰是指干扰信号J(t)是噪声，并且它的带宽WJ小于直接扩频信号的带宽，即干扰带宽只是信号带宽的一部分。第8章 对特殊通信系统的对抗技术干扰信号的功率谱密度为0ssJ JWWWPWPSJssJJJ(8.3-45)其中，J0是干扰功率扩展到整个信号带宽上的干扰能量密度。图8.3-6给出了部分频带噪声干扰和直扩信号频谱的关系。干扰信号可能与信号的中心频率重合，如图(a)所示

44、；或是有所偏离，如图(b)所示。干扰带宽与扩频信号的带宽之比为ssJWW(8.3-44)第8章 对特殊通信系统的对抗技术图8.3-6 部分频带干扰频谱示意图 第8章 对特殊通信系统的对抗技术假设干扰信号的密度函数为SJ(f)，考虑到部分频段噪声干扰相当于宽带噪声通过一个窄带滤波器得到，因此它也类似于高斯噪声，则由式(8.3-41)可得，其误比特率为TbeNEQP2(8.3-46)其中,NT=N0+SJ(fIF)，N0是内部噪声的功率谱密度，SJ(fIF)是有效干扰功率谱密度，即进入接收机中频带宽内的干扰机频谱密度：fTfffSNTfScJaIFJd )()Sa(2)(02(8.3-47)第8章

45、 对特殊通信系统的对抗技术在理想情况下，可以认为SJ(f)是平坦的，并且以fJ为中心，带宽为WJ。此时fTffNWTPfSJJJJWfWfcJsJIFJd )(Sa)(2 2 02(8.3-48)因此可以得到 IFJbefSNEQP2/0(8.3-49)设干扰机频率偏离 f0，对于WJWss的窄带干扰，Sa2()函数在感兴趣的干扰机带宽上可认为是常数，即ssJIFJWffJfS2)(Sa)(020(8.3-50)第8章 对特殊通信系统的对抗技术其中,fJ是干扰信号的中心频率。当fJ=f0时，Pe最大。这样，当WJWss且fJ=f0时，SJ(fIF)=J0，式(8.3-49)可写为jssncaJ

46、catssJassssbberrNQTTSPTTSPQWPSTWWENQJNEQP2/1222222 000(8.3-51)第8章 对特殊通信系统的对抗技术将式(8.3-51)与式(8.3-43)对比，两者有基本相同的结果，即在WJWss且 fJ=f0的情况下，部分频带噪声干扰和宽带噪声干扰的效果类似。在信噪比为10dB的条件下，处理增益N对误码率Pe的影响如图8.3-7所示。显然，在干信比相同的条件下，误比特率和处理增益成反比。干扰机克服直扩系统的处理增益后，才能产生干扰效应。当处理增益为100时，干信比要达到17dB以上才有可能对系统实施有效干扰；而在处理增益为10时，较小的干信比就可以对

47、直扩系统实施有效的干扰。第8章 对特殊通信系统的对抗技术图8.3-7 部分频带干扰的误比特率和处理增益的关系 第8章 对特殊通信系统的对抗技术4.音频干扰音频干扰音频干扰分为单音和多音干扰两种，多音干扰信号的表达式为JkNkkkJtfPtJ1)2cos(2)(8.3-52)其中,表示第k个单音的功率;fk是第k个单音的频率;k是第k个单音相位;NJ是干扰单音的数量。多音干扰的功率谱分布主要有两种形式,如图8.3-8所示。在图8.3-8(a)中，5个等幅等间隔分布的单音，以 f0为中心，两边对称放置；图8.3-8(b)是更普遍的情况，即三个非等幅并且不等间隔分布的单音，不以 f0对称。kJP第8

48、章 对特殊通信系统的对抗技术图8.3-8 多音干扰频谱示意图 第8章 对特殊通信系统的对抗技术设使用NJ个单音作为多音干扰，表示接收机端第k个干扰音频的功率，表示第k个干扰单音和直扩序列信号载波频率的频率差，k表示相位差。当PN码的长度足够长，并且有相位偏移影响时，需要在(0,2)上求每个k的平均值,这样kJPkfJJJNNNe,|ePPddd )(212120212020 (8.3-53)其中，P(e|1,2,NJ)与相位扩展方法和数据调制情况有关。对于BPSK和双相扩展，P(e|1,2,NJ)与相移有关，表示为 第8章 对特殊通信系统的对抗技术 21 21212cos/2Sa)Sa(21S

49、a2121)(kbfbfbfJNktNNTTNTSPNSPNQ,|ePkkkkjJ(8.3-54)对于BPSK和四相扩展，P(e|1,2,NJ)与相移无关，即 Sa2121)(211221 JkkJNkbfJtNNTSPNSPNQ,|eP(8.3-55)第8章 对特殊通信系统的对抗技术当NJ1时，上面两个式子简化为单音干扰的情况。以下主要讨论单音干扰的特性。当PN码的长度L大于扩频增益N时，对于双相扩展和BPSK调制，单音干扰的误比特与相位差有关，表示为2122cos/2Sa)2Sa(1Sa2121)(NTTNTSPNSPNQ|ePbfbfbfJt(8.3-56)其中,f是音频频率偏移量。对于

50、四相扩展和BPSK调制，单音干扰的误比特率与相位差无关，表示为 第8章 对特殊通信系统的对抗技术21 221 2tSa221 Sa21SP21NTNrNrQNTSPNNQPbfjssnbfJe(8.3-57)对于四相扩展的BPSK调制的扩频信号，当f=0时，即干扰信号频率和信号频率重合时，当信噪比为10dB的误比特率如图8.3-9所示。第8章 对特殊通信系统的对抗技术图8.3-9 单音干扰在载频重合时的误比特率和干信比的关系 第8章 对特殊通信系统的对抗技术由图8.3-9可以看出，在音频频率等于载波频率的前提下，如果直扩系统处理增益为10，则干信比只要到达3dB左右，就可以得到明显的干扰效果；