1、整流电路的谐波和功率因数整流电路的谐波和功率因数3.5.1 谐波和无功功率分析基础谐波和无功功率分析基础3.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧谐带阻感负载时可控整流电路交流侧谐 波和功率因数分析波和功率因数分析3.5.3 电容滤波的不可控整流电路交流侧谐电容滤波的不可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析波和功率因数分析3.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析整流输出电压和电流的谐波分析 3.5.1 谐波和无功功率分析基础谐波和无功功率分析基础2/131谐波谐波 正弦波正弦波电压可表示为电压可表示为 式中式中U为电压有效值；为电压有效值； u为初相角；为初相角； 为角频率，为角频率， =2 f
2、=2 /T；f为频率；为频率； T为周期。为周期。 非正弦非正弦电压电压u( t)分解为如下形式的傅里叶级数分解为如下形式的傅里叶级数 3.5.1 谐波和无功功率分析基础谐波和无功功率分析基础)sin(2)(utUtuutaan tbn tnnn()(cossin)01式中式中200)(d)(21ttua20)(dcos)(1ttntuan20)(dsin)(1ttntubnn=1, 2, 3(3-54)(3-55)3/1313.5.1 谐波和无功功率分析基础谐波和无功功率分析基础或或utacntnnn()sin()01式中，式中，cn、 n和和an、bn的关系为的关系为cabnnn22nnn
3、arctg ab(/)acnnnsinbcnnncos基波（基波（fundamental）：频率与工频相同的分量。：频率与工频相同的分量。 谐波谐波：频率为基波频率大于：频率为基波频率大于1整数倍的分量。整数倍的分量。 谐波次数谐波次数：谐波频率和基波频率的整数比。：谐波频率和基波频率的整数比。 n次谐波电流含有率以次谐波电流含有率以HRIn（Harmonic Ratio for In）表）表示示 HRIIInn1100(%)电流谐波总畸变率电流谐波总畸变率THDi（Total Harmonic distortion）分别定义为）分别定义为（Ih为总谐波电流有效值）为总谐波电流有效值） (%)
4、1001IITHDhi(3-56)(3-57)(3-58)4/1313.5.1 谐波和无功功率分析基础谐波和无功功率分析基础功率因数功率因数 正弦电路正弦电路 有功功率就是其平均功率：有功功率就是其平均功率： 20cos)(21IUtiduP式中式中U、I分别为电压和电流的有效值，分别为电压和电流的有效值， 为电流滞后于电压的相为电流滞后于电压的相位差。位差。视在功率为：视在功率为： S=UI 无功功率无功功率为：为： Q=UIsin 功率因数为：功率因数为： SP无功功率无功功率Q与有功功率与有功功率P、视在功率、视在功率S之间的关系：之间的关系： 222QPS在正弦电路中，功率因数是由电压
5、和电流的相位差在正弦电路中，功率因数是由电压和电流的相位差 决定的，其决定的，其值为：值为： =cos (3-59)(3-60)(3-61)(3-62)(3-63)(3-64)5/13122PSQ3.5.1 谐波和无功功率分析基础谐波和无功功率分析基础11cosIUP 非正弦电路非正弦电路 有功功率有功功率为为功率因数为：功率因数为：式中式中I1为基波电流有效值，为基波电流有效值， 1为基波电流与电压的相位为基波电流与电压的相位差。差。11111coscoscosIIUIUISP式中，式中， =I1/I，即基波电流有效值和总电流有效值之比，称为，即基波电流有效值和总电流有效值之比，称为基波基波
6、因数因数，而，而cos 1称为称为位移因数位移因数或或基波功率因数基波功率因数。 无功功率无功功率 定义很多，但尚无被广泛接受的科学而权威的定义。定义很多，但尚无被广泛接受的科学而权威的定义。 一般简单定义为（反映了能量的流动和交换）：一般简单定义为（反映了能量的流动和交换）： 仿照式（仿照式（2-61）定义为：）定义为： 畸变功率畸变功率D为：为：22222nnfIUQPSD(3-65)(3-66)(3-67)(3-68)(3-71)11sinIQUf6/1313.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析分析单相桥式全控整流电路单相
7、桥式全控整流电路 电流波形如图电流波形如图3-6所示，将电流波形分解为傅里叶级数，可得所示，将电流波形分解为傅里叶级数，可得 ,5, 3, 1,5, 3, 12sin2sin14)5sin513sin31(sin4nnnddtnItnnItttIi其中基波和各次谐波有效值其中基波和各次谐波有效值为为 nIIdn22n=1,3,5, 可见，电流中仅含可见，电流中仅含奇次谐波奇次谐波，各次谐波有效值与谐波次数成反比，各次谐波有效值与谐波次数成反比，且与基波有效值的比值为谐波次数的倒数。且与基波有效值的比值为谐波次数的倒数。 图图3-6 i2的波形的波形(3-72)(3-73)7/1313.5.2
8、带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析分析功率因数功率因数 基波电流有效值为基波电流有效值为IId12 2i2的有效值的有效值I=Id，可得基波因数为，可得基波因数为 II12 209 .电流基波与电压的相位差就等于电流基波与电压的相位差就等于控制角控制角 ，故位移因数为，故位移因数为 coscos11功率因数为功率因数为cos9 . 0cos22cos111II(3-74)(3-75)(3-76)(3-77)8/1313.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析分析图图3-24
9、ia的波形的波形三相桥式全控整流电路三相桥式全控整流电路 以以 =30 为例，电流有效值为例，电流有效值为为 dII32电流波形分解为傅立叶级数电流波形分解为傅立叶级数 3,2, 11613,2, 116asin2) 1(sin2sin1) 1(32sin3213sin13111sin1117sin715sin51sin32kknnkkknkdddtnItItnnItItttttIi(3-78)(3-79)9/1313.5.2 带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数带阻感负载时可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析分析由式（由式（3-79）可得电流基波和各次谐波有效值分别）可得电流基波和各
10、次谐波有效值分别为为, 3 , 2 , 1, 16,661kknInIIIdnd结论：电流中仅含结论：电流中仅含6k 1（k为正整数）次谐波为正整数）次谐波，各次谐波有效值与，各次谐波有效值与谐波次数成反比，且与基波有效值的比值为谐波次数的倒数。谐波次数成反比，且与基波有效值的比值为谐波次数的倒数。 功率因功率因数数基波因数基波因数为为955. 031II电流基波与电压的相位差仍为电流基波与电压的相位差仍为 ，故位移因数仍，故位移因数仍为为 coscos11功率因数为功率因数为cos995. 0cos3cos111II(3-80)(3-81)(3-82)(3-83)10/1313.5.3 电容
11、滤波的不可控整流电路交流侧谐电容滤波的不可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析波和功率因数分析单相桥式不可控整流电路单相桥式不可控整流电路 采用采用感容滤波感容滤波。 电容滤波的单相不可控整流电路交流侧谐波组成有如电容滤波的单相不可控整流电路交流侧谐波组成有如下规律：下规律： 谐波次数为谐波次数为奇次奇次。 谐波次数越高，谐波谐波次数越高，谐波幅值幅值越小。越小。 谐波与基波的关系是不固定的。谐波与基波的关系是不固定的。 越大，则谐波越小。越大，则谐波越小。 关于功率因数的结论如下：关于功率因数的结论如下： 位移因数接近位移因数接近1，轻载轻载超前，超前，重载重载滞后。滞后。 谐波大小受谐波大小
12、受负载负载和和滤波电感滤波电感的影响。的影响。LC11/1313.5.3 电容滤波的不可控整流电路交流侧谐电容滤波的不可控整流电路交流侧谐波和功率因数分析波和功率因数分析三相桥式不可控整流电路三相桥式不可控整流电路 有滤波电感。有滤波电感。 交流侧谐波组成有如下规律：交流侧谐波组成有如下规律： 谐波次数为谐波次数为6k1次次，k =1，2，3。 谐波次数越高，谐波谐波次数越高，谐波幅值幅值越小。越小。 谐波与基波的关系是不固定的。谐波与基波的关系是不固定的。 关于功率因数的结论如下：关于功率因数的结论如下： 位移因数通常是位移因数通常是滞后滞后的的,但与单相时相比但与单相时相比,位位移因数更接
13、近移因数更接近1。 随随负载负载加重（加重（ RC的减小），总的功率因的减小），总的功率因数提高；同时，随数提高；同时，随滤波电感滤波电感加大，总功率因数也加大，总功率因数也提高。提高。12/1313.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析整流输出电压和电流的谐波分析图图3-35 =0 时，时，m脉波整流电路的整流电压波形脉波整流电路的整流电压波形整流电路的输出电压是周期性的非正弦函数，其中主要成分为直流，整流电路的输出电压是周期性的非正弦函数，其中主要成分为直流，同时包含各种频率的谐波，这些谐波对于负载的工作是不利的。同时包含各种频率的谐波，这些谐波对于负载的工作是不利的。 =0 时，时，m脉
14、波整流电路的整流电压和整流电流的谐波脉波整流电路的整流电压和整流电流的谐波分析分析 整流电压表达式为整流电压表达式为tuUdcos220(3-84)13/1313.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析整流输出电压和电流的谐波分析对该整流输出电压进行傅里叶级数分解，得出：对该整流输出电压进行傅里叶级数分解，得出：tnnkUtnbUumkndmknnddcos1cos21cos2000式中，式中，k=1，2，3；且：；且：mmUUdsin220021cos2dnUnkb电压纹波因数电压纹波因数 0dRuUU其中其中2022dmknnRUUUU(3-85)(3-86)(3-87)(3-88)(3-8
15、9)14/1313.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析整流输出电压和电流的谐波分析m23612 u（%） 48.218.274.180.9940mmUtdtUmUmm22sin1)()cos2(2222将上述式（将上述式（3-89）、（）、（3-90）和（）和（3-86）代入（）代入（3-88）得）得 12222012sinsin24sinRudmmmmUmUm表表3-3 不同脉波数不同脉波数m时的电压纹波因数值时的电压纹波因数值(3-90)(3-91)15/1313.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析整流输出电压和电流的谐波分析负载电流的傅里叶级数负载电流的傅里叶级数 )cos(nmkn
16、nddtndIi上式中：上式中： REUIdd022)(LnRbzbdnnnnRLnn1tan(3-92)(3-93)(3-94)(3-95)16/1313.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析整流输出电压和电流的谐波分析 =0 时整流电压、电流中的谐波有如下规律：时整流电压、电流中的谐波有如下规律： m脉波整流电压脉波整流电压ud0的的谐波次数谐波次数为为mk（k=1，2，3.）次，即次，即m的倍数次；的倍数次；整流电流整流电流的谐波由整流电压的谐波的谐波由整流电压的谐波决定，也为决定，也为mk次。次。 当当m一定时，随一定时，随谐波次数谐波次数增大，谐波增大，谐波幅值幅值迅速减小，表迅速减
17、小，表明最低次（明最低次（m次）谐波是最主要的，其它次数的谐波相次）谐波是最主要的，其它次数的谐波相对较少；当负载中有对较少；当负载中有电感电感时，负载电流谐波幅值时，负载电流谐波幅值dn的减的减小更为迅速。小更为迅速。 m增加时，增加时，最低次谐波次数最低次谐波次数增大，且增大，且幅值幅值迅速减小，迅速减小，电电压纹波因数压纹波因数迅速下降。迅速下降。 17/1313.5.4 整流输出电压和电流的谐波分析整流输出电压和电流的谐波分析 不为不为0 时的情况时的情况 整流电压分解为傅里叶级数为：整流电压分解为傅里叶级数为： 以以n为参变量，为参变量，n次谐波幅值对次谐波幅值对 的关系如图的关系如
18、图3-36所示：所示： 当当 从从0 90 变化时，变化时，ud的的谐波幅谐波幅 值随值随 增大而增大，增大而增大， =90 时谐波时谐波幅值最大幅值最大。 从从90 180 之间电路工作之间电路工作于有源逆变工作状态，于有源逆变工作状态，ud的谐波幅的谐波幅值随值随 增大而减小。增大而减小。 )cos(6nknnddtncUu030120150180600.10.20.390n=6n=12n=18/()U2Lcn2图图3-36 三相全控桥电流连续时，以三相全控桥电流连续时，以n为参变量的为参变量的 与与 的关系的关系lnUc22(3-96)18/1313.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整
19、流电路带平衡电抗器的双反星形可控整流电路电路分析电路分析 电路结构的特点电路结构的特点 二次侧为两组匝数相同二次侧为两组匝数相同极性极性相反相反的绕阻，分别接成两组的绕阻，分别接成两组三相半三相半波电路波电路。 二次侧两绕组的极性相反可二次侧两绕组的极性相反可消除铁芯的消除铁芯的直流磁化直流磁化，如，如图图3-38，虽然两组相电流的瞬时值不同，但虽然两组相电流的瞬时值不同，但是平均电流相等而绕组的极性相反，是平均电流相等而绕组的极性相反，所以直流安匝互相抵消。所以直流安匝互相抵消。 平衡电抗器平衡电抗器保证两组三相半保证两组三相半波整流电路能同时导电。波整流电路能同时导电。 与三相桥式电路相比
20、，双反与三相桥式电路相比，双反星形电路的星形电路的输出电流可大一倍输出电流可大一倍。图图3-37 带平衡电抗器的带平衡电抗器的双反星形可控整流电路双反星形可控整流电路19/1313.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路带平衡电抗器的双反星形可控整流电路平衡电抗器平衡电抗器 接平衡电抗器的原因接平衡电抗器的原因 两个直流电源并联运行时，只有当两个直流电源并联运行时，只有当电压平均值电压平均值和和瞬时值瞬时值均相等均相等 时，时，才能使才能使负载均流负载均流，在双反星形电路中，两组整流电压平均值相等，但，在双反星形电路中，两组整流电压平均值相等，但瞬时值不等。瞬时值不等。 两个星形的中点两个
21、星形的中点n1和和n2间的电压等于间的电压等于ud1和和ud2之差，该电压加在之差，该电压加在Lp上，产生电流上，产生电流ip，它通过两组星形自成回路，不流到负载中去，称为，它通过两组星形自成回路，不流到负载中去，称为环流或平衡电流环流或平衡电流。 为了使两组电流尽可能平均分配，一般使为了使两组电流尽可能平均分配，一般使Lp值足够大，以便限制值足够大，以便限制环流在负载额定电流的环流在负载额定电流的1%2%以内。以内。 双反星形电路中如不接平衡电抗器，即成为双反星形电路中如不接平衡电抗器，即成为六相半波整流电路六相半波整流电路。 六相半波整流电路中，只能有一个晶闸管导电，其余五管均阻断，六相半
22、波整流电路中，只能有一个晶闸管导电，其余五管均阻断，每管最大导通角为每管最大导通角为60 ，平均电流为，平均电流为Id/6；当；当 =0 时，时，Ud为为1.35U2，比，比三相半波时的三相半波时的1.17U2略大些；因略大些；因晶闸管导电时间晶闸管导电时间短，短，变压器利用率变压器利用率低，低，极少采用。极少采用。20/1313.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路带平衡电抗器的双反星形可控整流电路 tupud1,ud2OO60360 t1 tb)a)uaubucucuaubub图图3-39 平衡电抗器作用下输出电压的平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形波形和平衡电抗
23、器上电压的波形图图3-40 平衡电抗器作用下两平衡电抗器作用下两个晶闸管同时导电的情况个晶闸管同时导电的情况平衡电抗器的工作平衡电抗器的工作原理分析原理分析 平衡电抗器平衡电抗器Lp承担了承担了n1、n2间的电位差，它补偿了间的电位差，它补偿了ub和和ua的电动势差的电动势差，使得，使得ub和和ua两相的晶闸管能同两相的晶闸管能同时导电。时导电。 t1时，时， ubua，VT6导导通，此电流在流经通，此电流在流经LP时，时，LP上要感应一电动势上要感应一电动势up，其，其方向是要方向是要阻止电流增大阻止电流增大。可导出可导出Lp两端电压、整流输两端电压、整流输出电压的数学表达式如下：出电压的数
24、学表达式如下：12ddpuuu2112111()222ddpdpdduuuuuuu(3-97)(3-98) t1时刻时刻21/1313.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路带平衡电抗器的双反星形可控整流电路图图3-39 平衡电抗器作用下输出电压的平衡电抗器作用下输出电压的波形和平衡电抗器上电压的波形波形和平衡电抗器上电压的波形图图3-40 平衡电抗器作用下两平衡电抗器作用下两个晶闸管同时导电的情况个晶闸管同时导电的情况虽然虽然ud1ud2，但由于，但由于Lp的平衡作用，的平衡作用，使得晶闸管使得晶闸管VT6和和VT1同时导通。同时导通。时间推迟至时间推迟至ub与与ua的交点时，的交点时，
25、ub =ua，up=0。之后之后ub ub，电流才从，电流才从VT6换至换至VT2，此时此时VT1、VT2同时导电。同时导电。每一组中的每一个晶闸管仍按每一组中的每一个晶闸管仍按三相三相半波的导电规律半波的导电规律而各轮流导电。而各轮流导电。平衡电抗器中点作为整流电压输出平衡电抗器中点作为整流电压输出的负端，其输出的整流电压瞬时值为的负端，其输出的整流电压瞬时值为两组三相半波整流电压瞬时值的平均两组三相半波整流电压瞬时值的平均值。值。 tupud1,ud2OO60360 t1 tb)a)uaubucucuaubub22/1313.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路带平衡电抗器的双反星形
26、可控整流电路谐波分析谐波分析 将图将图3-38中中ud1和和ud2的波形用傅氏级数展开，可得当的波形用傅氏级数展开，可得当 =0 时的时的ud1、ud2，即，即9cos4016cos3523cos411 26321 tttUud9cos4016cos3523cos411 263)60(9cos401)60(6cos352)60( 3cos411 263222 tttUtttUud由式（由式（3-97）和（）和（3-98）可得）可得 9cos2013cos212632 ttUup6cos3521 2632 tUud 负载电压负载电压ud中的中的谐波分量谐波分量比比直流分量直流分量要小得多，而且要
27、小得多，而且最低次谐波最低次谐波为为六次六次谐波。谐波。 直流平均电压为直流平均电压为 22017. 1)2(63UUUd(3-99)(3-100)(3-101)(3-102)23/1313.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路带平衡电抗器的双反星形可控整流电路。90。60。30udududtOtOtOuaubucucuaububucucuaububucucuaub =30 、 =60 和和 =90 时输出时输出电压的波形分析电压的波形分析 当需要分析各种控制角时的当需要分析各种控制角时的输出波形时，可根据式（输出波形时，可根据式（3-98）先求出两组三相半波电路的先求出两组三相半波电路
28、的ud1和和ud2波形，然后做出波形波形，然后做出波形(ud1+ud2)/2。 输出电压波形与三相半波电输出电压波形与三相半波电路比较，路比较，脉动程度减小了脉动程度减小了，脉动脉动频率加大一倍频率加大一倍，f=300Hz。 在电感负载情况下，移相范在电感负载情况下，移相范围是围是90 。 在电阻负载情况下，移相范在电阻负载情况下，移相范围为围为120 。 整流电压平均值为整流电压平均值为Ud=1.17图图3-41 当当 =30 、60 、90 时，双时，双反星形电路的输出电压波形反星形电路的输出电压波形U2cos 24/1313.6.1 带平衡电抗器的双反星形可控整流电路带平衡电抗器的双反星
29、形可控整流电路将双反星形电路与三相桥式电路进行比较可得出将双反星形电路与三相桥式电路进行比较可得出以下结论以下结论 三相桥为两组三相半波三相桥为两组三相半波串联串联，而双反星形为两组三相，而双反星形为两组三相半波半波并联并联，且后者需用，且后者需用平衡电抗器平衡电抗器。 当当U2相等时，双反星形的相等时，双反星形的Ud是三相桥的是三相桥的1/2，而，而Id是单是单相桥的相桥的2倍。倍。 两种电路中，晶闸管的导通及触发脉冲的分配关系一两种电路中，晶闸管的导通及触发脉冲的分配关系一样，样，ud和和id的波形形状一样。的波形形状一样。25/1313.6.2 多重化整流电路多重化整流电路可采用多重化整
30、流电路减轻整流装可采用多重化整流电路减轻整流装置所产生的谐波、无功功率等对电网置所产生的谐波、无功功率等对电网的的干扰干扰，将几个整流电路多重联结可，将几个整流电路多重联结可以减少交流侧输入以减少交流侧输入电流谐波电流谐波，而对晶，而对晶闸管多重整流电路采用顺序控制的方闸管多重整流电路采用顺序控制的方法可提高法可提高功率因数功率因数。 移相多重联结移相多重联结 有有并联多重联结并联多重联结和和串联多重联结串联多重联结。 可减少可减少输入电流谐波输入电流谐波，减小，减小输出输出电压电压中的中的谐波谐波并提高并提高纹波频率纹波频率，因而，因而可减小平波电抗器。可减小平波电抗器。 使用使用平衡电抗器
31、平衡电抗器来平衡来平衡2组整流组整流器的电流。器的电流。 图图3-42的电路是的电路是2个三相桥并联而个三相桥并联而成的成的12脉波整流电路脉波整流电路。图图3-42 并联多重联结并联多重联结的的12脉波整流电路脉波整流电路26/1313.6.2 多重化整流电路多重化整流电路图图3-43 移相移相30 串联串联2重联结电路重联结电路移相移相30 构成的串联构成的串联2重联结电路重联结电路 整流变压器二次绕组分别采用星形和三角形接法构成整流变压器二次绕组分别采用星形和三角形接法构成相位相差相位相差30 、大小相等、大小相等的两组电压，接到相互的两组电压，接到相互串联串联的的2组整流桥。组整流桥。
32、 因绕组接法不同，变压器一次绕组和两组二次绕组的匝比如图因绕组接法不同，变压器一次绕组和两组二次绕组的匝比如图所示，为所示，为1:1: 。 该电路为该电路为12脉波脉波整流电路。整流电路。 3星形星形接法接法三角形三角形接法接法27/131其他特性如下：其他特性如下： 直流输出电压直流输出电压 3.6.2 多重化整流电路多重化整流电路coscos1对图对图3-44波形波形iA进行傅里叶分析，可得其基波幅值进行傅里叶分析，可得其基波幅值Im1和和n次谐波幅值次谐波幅值Imn分别如下：分别如下：)32(341ddmIII单桥时为, 3 , 2 , 1, 112341kknInIdmn即输入电流即输
33、入电流谐波次数谐波次数为为12k1，其幅值与次数成反比而降低。，其幅值与次数成反比而降低。cos662UUd功率因数功率因数(3-103)(3-104)cos9886. 0cos1位移因数位移因数（单桥时相同）（单桥时相同）28/1313.6.2 多重化整流电路多重化整流电路利用变压器二次绕阻接法的不同，互相错开利用变压器二次绕阻接法的不同，互相错开20 ，可将三组桥构成，可将三组桥构成串串联联3重联结电路重联结电路 整流变压器采用星形三角形组合无法移相整流变压器采用星形三角形组合无法移相20 ，需采用，需采用曲折接法曲折接法。 整流电压整流电压ud在每个电源周期内脉动在每个电源周期内脉动18
34、次，故此电路为次，故此电路为18脉波整流脉波整流电路电路。 交流侧输入电流谐波更少，为交流侧输入电流谐波更少，为18k1次次（k=1, 2, 3），），ud的脉动的脉动也更小。也更小。 输入位移因数和功率因数分别为：输入位移因数和功率因数分别为：cos 1=cos =0.9949cos 将整流变压器的二次绕组移相将整流变压器的二次绕组移相15 ，可构成，可构成串联串联4重联结电路重联结电路 为为24脉波整流电路脉波整流电路。 其交流侧输入电流谐波次为其交流侧输入电流谐波次为24k1，k=1，2，3。 输入位移因数功率因数分别为：输入位移因数功率因数分别为：cos 1=cos =0.9971co
35、s 采用多重联结的方法并不能提高采用多重联结的方法并不能提高位移因数位移因数，但可使，但可使输入电流谐波输入电流谐波大大幅减小，从而也可以在一定程度上提高幅减小，从而也可以在一定程度上提高功率因数功率因数。29/1313.6.2 多重化整流电路多重化整流电路db)c)iId2 IduO +a)图图3-45 单相串联单相串联3重联结电路重联结电路及顺序控制时的波形及顺序控制时的波形 多重联结电路的顺序控制多重联结电路的顺序控制 只对一个桥的只对一个桥的 角进行控制角进行控制，其余各桥，其余各桥的工作状态则根据需要输出的整流电压而定，的工作状态则根据需要输出的整流电压而定，或者不工作而使该桥输出直
36、流电压为零，或或者不工作而使该桥输出直流电压为零，或者者 =0而使该桥输出电压最大。而使该桥输出电压最大。 根据所需总直流输出电压根据所需总直流输出电压从低到高从低到高的变的变化，按顺序依次对各桥进行控制，因而被称化，按顺序依次对各桥进行控制，因而被称为为顺序控制顺序控制。 以用于电气机车的以用于电气机车的3重晶闸管整流桥顺重晶闸管整流桥顺序控制为例序控制为例 当需要输出的直流电压低于三分之一当需要输出的直流电压低于三分之一最高电压时，只对最高电压时，只对第第I组桥的组桥的 角角进行控制，进行控制，同时同时VT23、VT24、VT33、VT34保持导通，这保持导通，这样第样第II、III组桥的
37、直流输出电压就为零。组桥的直流输出电压就为零。 30/1313.6.2 多重化整流电路多重化整流电路当需要输出的直流电压达到三分之一最高电压时，当需要输出的直流电压达到三分之一最高电压时，第第I组组桥的桥的 角为角为0 。 需要输出电压为三分之一到三分之二最高电压时，需要输出电压为三分之一到三分之二最高电压时，第第I组组桥的桥的 角固定为角固定为0 ， VT33和和VT34维持导通，仅对维持导通，仅对第第II组桥组桥的的 角角进行控制。进行控制。 需要输出电压为三分之二最高电压以上时，需要输出电压为三分之二最高电压以上时，第第I、II组桥组桥的的 角固定为角固定为0 ，仅对，仅对第第III组桥
38、的组桥的 角角进行控制。进行控制。db)c)iId2 IduO +图图3-45 单相串联单相串联3重联结电路及顺序控制时的波形重联结电路及顺序控制时的波形 a）31/1313.6.2 多重化整流电路多重化整流电路当需要输出的直流电压达到三分之一最高电压时，当需要输出的直流电压达到三分之一最高电压时，第第I组组桥的桥的 角为角为0 。 需要输出电压为三分之一到三分之二最高电压时，需要输出电压为三分之一到三分之二最高电压时，第第I组组桥的桥的 角固定为角固定为0 ， VT33和和VT34维持导通，仅对维持导通，仅对第第II组桥组桥的的 角角进行控制。进行控制。 需要输出电压为三分之二最高电压以上时
39、，需要输出电压为三分之二最高电压以上时，第第I、II组桥组桥的的 角固定为角固定为0 ，仅对，仅对第第III组桥的组桥的 角角进行控制。进行控制。db)c)iId2 IduO +图图3-45 单相串联单相串联3重联结电路及顺序控制时的波形重联结电路及顺序控制时的波形 a）32/1313.6.2 多重化整流电路多重化整流电路图图3-45 a)单相串联单相串联3重联结电路重联结电路 使直流输出电压波形不含负的部分，可采使直流输出电压波形不含负的部分，可采取如下控制方法取如下控制方法 以第以第I组桥为例，当电压相位为组桥为例，当电压相位为 时，触时，触发发VT11、VT14使其导通并流过直流电流。使
40、其导通并流过直流电流。 在电压相位为在电压相位为 时，触发时，触发VT13，则，则VT11关关断，通过断，通过VT13、VT14续流，桥的输出电压为续流，桥的输出电压为零而不出现负的部分。零而不出现负的部分。 电压相位为电压相位为 + 时，触发时，触发VT12，则，则VT14关断，由关断，由VT12、VT13导通而输出直流电压。导通而输出直流电压。 电压相位为电压相位为2 时，触发时，触发VT11，则，则VT13关关断，由断，由VT11和和VT12续流，桥的输出电压为零。续流，桥的输出电压为零。顺序控制的电流波形中，正（或负）半周顺序控制的电流波形中，正（或负）半周期内前后四分之一周期波形不对
41、称，因此含期内前后四分之一周期波形不对称，因此含有一定的有一定的偶次谐波偶次谐波，但其基波分量比电压的，但其基波分量比电压的滞后少，因而滞后少，因而位移因数位移因数高，从而提高了总的高，从而提高了总的功率因数功率因数。 33/1313.7 整流电路的有源逆变工作状态整流电路的有源逆变工作状态 3.7.1 逆变的概念逆变的概念 3.7.2 三相桥整流电路的有源逆变工作状态三相桥整流电路的有源逆变工作状态 3.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制逆变失败与最小逆变角的限制 34/1313.7.1 逆变的概念逆变的概念什么是逆变？为什么要逆变？什么是逆变？为什么要逆变？ 逆变（逆变（invertion
42、）：把直流电转变成交流电的过程。：把直流电转变成交流电的过程。 逆变电路：把直流电逆变成交流电的电路。逆变电路：把直流电逆变成交流电的电路。 当交流侧和电网连结时，为当交流侧和电网连结时，为有源逆变有源逆变电路。电路。 变流电路的交流侧不与电网联接，而直接接到负载，变流电路的交流侧不与电网联接，而直接接到负载，即把直流电逆变为某一频率或可调频率的交流电供给负即把直流电逆变为某一频率或可调频率的交流电供给负载，称为载，称为无源逆变无源逆变。 对于对于可控整流电路可控整流电路，满足一定条件就可工作于，满足一定条件就可工作于有源逆有源逆变变，其电路形式未变，只是电路工作条件转变。既工作，其电路形式未
43、变，只是电路工作条件转变。既工作在整流状态又工作在逆变状态，称为在整流状态又工作在逆变状态，称为变流电路变流电路。35/1313.7.1 逆变的概念逆变的概念图图3-46 直流发电机直流发电机电动机之间电能的流转电动机之间电能的流转a）两电动势同极性）两电动势同极性EGEM b）两电动势同极性）两电动势同极性EMEG c）两电动势反极性，形成短路）两电动势反极性，形成短路直流发电机直流发电机电动机系统电能的流转电动机系统电能的流转 M作作电动运转电动运转，EGEM，电流，电流Id从从G流向流向M，电能由，电能由G流向流向M，转，转变变为为M轴上输出的机械能轴上输出的机械能。 回馈制动回馈制动状
44、态中，状态中，M作发电运转，作发电运转，EMEG，电流反向，从，电流反向，从M流向流向G， M轴上输入的机械能转变为电能反送给轴上输入的机械能转变为电能反送给G。 两电动势两电动势顺向串联顺向串联，向电阻，向电阻R供电，供电，G和和M均输出功率，由于均输出功率，由于R一般都很小，实际上形成短路，在工作中必须严防这类事故发生。一般都很小，实际上形成短路，在工作中必须严防这类事故发生。 两个电动势两个电动势同极性相接同极性相接时，电流总是从电动势高的流向电动势低时，电流总是从电动势高的流向电动势低的，由于回路电阻很小，即使很小的电动势差值也能产生大的电流，的，由于回路电阻很小，即使很小的电动势差值
45、也能产生大的电流，使两个电动势之间交换很大的功率，这对分析有源逆变电路是十分有使两个电动势之间交换很大的功率，这对分析有源逆变电路是十分有用的。用的。 36/1313.7.1 逆变的概念逆变的概念EM逆变产生的条件逆变产生的条件 以单相全波电路代替上以单相全波电路代替上述发电机来分析述发电机来分析 电动机电动机M作作电动机电动机运运行，全波电路应工作在行，全波电路应工作在整流整流状态状态， 的范围在的范围在0 /2间，间，直流侧输出直流侧输出Ud为正值，并且为正值，并且UdEM，交流电网输出电功，交流电网输出电功率，电动机则输入电功率。率，电动机则输入电功率。 电动机电动机M作作发电回馈发电回
46、馈制动制动运行，由于晶闸管器件运行，由于晶闸管器件的的单向导电性单向导电性，电路内，电路内Id的方的方向依然不变，向依然不变， 而而M轴上输入轴上输入的机械能转变为电能反送给的机械能转变为电能反送给G，只能改变只能改变EM的极性的极性，为了避，为了避免两电动势顺向串联，免两电动势顺向串联，Ud的的极性极性也必须反过来，故也必须反过来，故 的范的范围在围在 /2 ，且，且|EM|Ud|。 uuua)b)u10udu20u10OO tIdidUdEM10ud2010OOIdidUd /2，使，使Ud为负值。为负值。 两者必须同时具备才能实现有源逆变。两者必须同时具备才能实现有源逆变。半控桥或有续流
47、二极管的电路半控桥或有续流二极管的电路，因其整流电压，因其整流电压ud不能出不能出现负值，也不允许直流侧出现负极性的电动势，故不能现负值，也不允许直流侧出现负极性的电动势，故不能实现有源逆变，欲实现有源逆变，只能采用实现有源逆变，欲实现有源逆变，只能采用全控电路全控电路。38/1313.7.2 三相桥整流电路的有源逆变工作状态三相桥整流电路的有源逆变工作状态uabuacubcubaucaucbuabuacubcubaucaucbuabuacubcubaucaucbuabuacubcuaubucuaubucuaubucuaubu2udtOtOb =4b =3b =6b =4b =3b =6t1t
48、3t2图图3-48 三相桥式整流电路工作于有源逆变状态时的电压波形三相桥式整流电路工作于有源逆变状态时的电压波形 逆变角逆变角 通常把通常把 /2时的控制角用时的控制角用 - =b b表示，表示，b b称为逆变角称为逆变角。 b b的大小自的大小自b b=0的起始点向的起始点向左方左方计量。计量。 三相桥式电路工作于有源逆变状态，不同逆变角时的输出电压波三相桥式电路工作于有源逆变状态，不同逆变角时的输出电压波形及晶闸管两端电压波形如图形及晶闸管两端电压波形如图3-48所示。所示。 39/1313.7.2 三相桥整流电路的有源逆变工作状态三相桥整流电路的有源逆变工作状态IIIddVT577. 0
49、3REUIMdd基本的数量关系基本的数量关系 三相桥式电路的输出电压三相桥式电路的输出电压Ud=-3.34U2cosb b=-1.35U2Lcosb b输出直流电流的平均值输出直流电流的平均值 流过晶闸管的电流有效流过晶闸管的电流有效值值从交流电源送到直流侧负载的有功功从交流电源送到直流侧负载的有功功率为率为变压器二次侧线电流的有效值变压器二次侧线电流的有效值 当逆变工作时，由于当逆变工作时，由于EM为负值，故为负值，故Pd一般为负值一般为负值，表示功率由，表示功率由直流电源输送到交流电源。直流电源输送到交流电源。 (3-105)(3-106)(3-107)(3-108)IEIRPdMdd2I
50、IIIddVT816. 0322240/1313.7.3 逆变失败与最小逆变角的限制逆变失败与最小逆变角的限制逆变运行时，一旦发生换相失败，外接的直流电源就会逆变运行时，一旦发生换相失败，外接的直流电源就会通过晶闸管电路形成短路，或者使变流器的输出平均电通过晶闸管电路形成短路，或者使变流器的输出平均电压和直流电动势变成顺向串联，由于逆变电路的内阻很压和直流电动势变成顺向串联，由于逆变电路的内阻很小，形成很大的短路电流，这种情况称为小，形成很大的短路电流，这种情况称为逆变失败逆变失败，或，或称为称为逆变颠覆逆变颠覆。逆变失败的原因逆变失败的原因 触发电路触发电路工作不可靠，不能适时、准确地给各晶
