1、6.1 数字微波通信的假想参考通道与误码性能指标数字微波通信的假想参考通道与误码性能指标6.2 数字微波的信道噪声与噪声指标分配数字微波的信道噪声与噪声指标分配6.3 数字微波信道线路参数计算数字微波信道线路参数计算6.4 卫星接收机载噪比与卫星接收机载噪比与G/T值的计算值的计算6.5 卫星通信线路的卫星通信线路的C/T值值6.6 FDM/FM/FDMA系统中的卫星线路参数设计系统中的卫星线路参数设计6.7 TDMA系统中的卫星线路参数设计及容量计算系统中的卫星线路参数设计及容量计算 数字信道是指对话音信号进行数字信道是指对话音信号进行PCM处处理后的数字化语音信号经过多路复用的信理后的数字
2、化语音信号经过多路复用的信道。通常一个数字通道是指与交换机或终道。通常一个数字通道是指与交换机或终端设备相连接的两个数字配线架端设备相连接的两个数字配线架DDF或等或等效设备（如效设备（如DXC设备）间的全部传输手段，设备）间的全部传输手段，一般含概了一个或几个数字段。一般含概了一个或几个数字段。 在在PDH系统中，信息是以串行比系统中，信息是以串行比特流的形式传输的，可用严重误码秒、特流的形式传输的，可用严重误码秒、误码秒来衡量系统误码性能。误码秒来衡量系统误码性能。 ITU-T规定，在全球范围内任意两个用户间规定，在全球范围内任意两个用户间的最长假想数字通道的长度为的最长假想数字通道的长度
3、为27500km，其中包，其中包括国内部分；最长假想参考数字通道的长度为括国内部分；最长假想参考数字通道的长度为6900km，这部分又可分为长途网、中继网和用，这部分又可分为长途网、中继网和用户网（接入网）三部分。可见户网（接入网）三部分。可见ITU-T建议的一个建议的一个标准的最长标准的最长HRX包含包含14个假设参考数字链路和个假设参考数字链路和13个交换节点。个交换节点。 为了简化数字传输系统的研究，把为了简化数字传输系统的研究，把HRX中的中的两个相邻交换点的数字配线架间所有的传输系统、两个相邻交换点的数字配线架间所有的传输系统、复接和分接设备等各种传输单元（不包括交换），复接和分接设
4、备等各种传输单元（不包括交换），用假想参考数字链路（用假想参考数字链路（HRDL）表示。）表示。 一个假想参考链路（一个假想参考链路（HRDL）是由多个假想）是由多个假想参考数字段（参考数字段（HRDS）构成的。而一个假想参考）构成的。而一个假想参考数字段数字段HRDS是指两个相邻的数字配线架是指两个相邻的数字配线架DDF或或等效设备（例如两个分插复用器等效设备（例如两个分插复用器ADM）之间用）之间用来传输特定速率的数字信号的线路及设备。来传输特定速率的数字信号的线路及设备。 由于由于SDH帧结构采用块状结构，因而当同一帧结构采用块状结构，因而当同一块内的任意比特发生差错时，则认为该块出现差
5、块内的任意比特发生差错时，则认为该块出现差错，通常称该块为差错块，或误块。错，通常称该块为差错块，或误块。 由假设参考通道模型可知，对于由假设参考通道模型可知，对于STM-1数字微波通信系统，其最长的假设参考数数字微波通信系统，其最长的假设参考数字通道为字通道为27500km，这样其全程端到端的，这样其全程端到端的误码特性应满足表误码特性应满足表6-1的要求。的要求。 为了将图为了将图6-3所示的所示的27500km端到端光纤通信端到端光纤通信系统的指标分配到更小的组成部分，系统的指标分配到更小的组成部分，G.826采用采用了一种新的分配法，即在按区段分配的基础上结了一种新的分配法，即在按区段
6、分配的基础上结合按距离分配的方法。合按距离分配的方法。 国际部分是指两个终端国家的国际部分是指两个终端国家的IG之间的部分。之间的部分。 国内部分从国内部分从IG到通道终端点（到通道终端点（PTP）之间的）之间的部分，如图部分，如图6-3所示。通常所示。通常PTP位于用户处。位于用户处。图6-3 高比特率通道全程指标分配 表6-2 HRDS误码性能指标HRDSSESR420km4 .6210-5280km3.0810-550km5.510-6 数字微波的信道噪声可分为数字微波的信道噪声可分为4类：分别类：分别为热噪声（包括本振噪声）、各种干扰噪为热噪声（包括本振噪声）、各种干扰噪声、波形失真噪
7、声和其他噪声。声、波形失真噪声和其他噪声。 本节中讨论的热噪声是指收信机的固有热噪本节中讨论的热噪声是指收信机的固有热噪声和收发本振热噪声。声和收发本振热噪声。N固固=NFKT0B 对收发本振源而言，热噪声主要由寄生调对收发本振源而言，热噪声主要由寄生调相噪声和寄生调幅噪声组成。相噪声和寄生调幅噪声组成。 从干扰噪声的性质来看，基本上可分为两大从干扰噪声的性质来看，基本上可分为两大类：一类是设备及馈线系统造成的，例如回波干类：一类是设备及馈线系统造成的，例如回波干扰、交叉极化干扰等就属于这一类；另一类属于扰、交叉极化干扰等就属于这一类；另一类属于其他干扰，可认为是外来干扰。其他干扰，可认为是外
8、来干扰。 在馈线及分路系统中，有很多导波元件，当在馈线及分路系统中，有很多导波元件，当导波元件之间的连接处的连接不理想时，会形成导波元件之间的连接处的连接不理想时，会形成对电波反射。对电波反射。 为了提高高频信道的频谱利用率，在数字微为了提高高频信道的频谱利用率，在数字微波通信中用同一个射频的两种正交极化波（即利波通信中用同一个射频的两种正交极化波（即利用水平极化波和垂直极化波的相互正交性）来携用水平极化波和垂直极化波的相互正交性）来携带不同波道的信息，这就是同频再用方案。带不同波道的信息，这就是同频再用方案。 在同一个微波站中，对某个通信方向的收信在同一个微波站中，对某个通信方向的收信和发信
9、通常是共用一副天线的。这样发支路的电和发信通常是共用一副天线的。这样发支路的电波就可以通过馈线系统的收发公用器件（也可能波就可以通过馈线系统的收发公用器件（也可能通过天线端的反射）而进入收信机，从而形成收通过天线端的反射）而进入收信机，从而形成收发支路间的干扰。发支路间的干扰。 当多波道工作时，发端或收端各波道当多波道工作时，发端或收端各波道的射频频率之间应有一定的间隔，否则就的射频频率之间应有一定的间隔，否则就会造成对邻近波道的干扰。会造成对邻近波道的干扰。 天线间的耦合会使二频制系统通过多天线间的耦合会使二频制系统通过多种途径产生同频干扰，如图种途径产生同频干扰，如图6-4所示。所示。图6
10、-4 天线间耦合产生的同频干扰 载噪比是指载波功率与噪声功率之比。载噪比是指载波功率与噪声功率之比。通常用符号通常用符号C/N表示。载噪比越低，误码表示。载噪比越低，误码率就越高，信道的传输质量也就越差。率就越高，信道的传输质量也就越差。 按其性质噪声干扰可分为固定恶化干扰、恒按其性质噪声干扰可分为固定恶化干扰、恒定恶化干扰和变化恶化干扰，对噪声干扰的这种定恶化干扰和变化恶化干扰，对噪声干扰的这种分类法是与数字微波信道传播特点相适应的。分类法是与数字微波信道传播特点相适应的。 恒定恶化干扰是指与电波衰落无关的各种噪恒定恶化干扰是指与电波衰落无关的各种噪声，例如回波干扰、越站干扰、邻近波道干扰和
11、声，例如回波干扰、越站干扰、邻近波道干扰和本振噪声等。本振噪声等。6.3 数字微波信道线路参数计算数字微波信道线路参数计算 理论载噪比表示的是一定误码率指标理论载噪比表示的是一定误码率指标F信号信号与高斯白噪声的比值，这些噪声包括热噪声和各与高斯白噪声的比值，这些噪声包括热噪声和各种干扰噪声，但没有考虑设备性能不完善的影响种干扰噪声，但没有考虑设备性能不完善的影响（指（指N固固）。）。【例【例6-1】已知某数字微波通信系统的已知某数字微波通信系统的技术指标如下：技术指标如下：门限载噪比门限载噪比=23.1dB（没有考虑固定恶（没有考虑固定恶化成分）化成分）, 接收机噪声系数接收机噪声系数=1.
12、62 ,接收机的接收机的等效带宽等效带宽=25.833MHz，试计算出该系统的，试计算出该系统的实际门限电平值。实际门限电平值。 解：固有热噪声 BKTNNF0固 =1.621.3810-2310329025.833106 =1.6710-10 (mW) （取T0=290，室温温度） 门rP101067. 1lg101 .23）（dB(dBm) = -74.67 dBm 衰落储备包括平衰落储备和多径衰落衰落储备包括平衰落储备和多径衰落储备，下面分别进行介绍。储备，下面分别进行介绍。 首先介绍一下平衰落的概念。平衰落首先介绍一下平衰落的概念。平衰落是指频带内的各种频率分量所受到的衰减是指频带内的
13、各种频率分量所受到的衰减近似相等的衰落。近似相等的衰落。 当宽带信号经多径传播时，由于当宽带信号经多径传播时，由于所传输的路径不同，因此信号到达接所传输的路径不同，因此信号到达接收端的时延不同，从而造成相互干扰，收端的时延不同，从而造成相互干扰，使得带内各频率分量的幅度受到的衰使得带内各频率分量的幅度受到的衰减程度不同，这就是多径衰落。减程度不同，这就是多径衰落。 在采用空间分集技术的系统中，由于接收信在采用空间分集技术的系统中，由于接收信号分别经过主接收系统和分接收系统，然后被送号分别经过主接收系统和分接收系统，然后被送入中频合成器进行同相合成，此时系统的衰落特入中频合成器进行同相合成，此时
14、系统的衰落特性就得到了改善，我们称通过空间分集而改善的性就得到了改善，我们称通过空间分集而改善的特性为复合平衰落储备特性为复合平衰落储备Mfc，可用下式计算：，可用下式计算： 其中其中Mf1，Mf2分别表示两个分集接收系统的分别表示两个分集接收系统的平衰落储备，而平衰落储备，而Max（Mf1，Mf2）则代表取两者）则代表取两者中间最大的数值，中间最大的数值，d12表示两个分集系统的天线收表示两个分集系统的天线收信电平差。信电平差。)101lg(103),(102112dffaxfcMMMM 数字微波传输信道是以高误码率作为数字微波传输信道是以高误码率作为设计指标的，所以这里所指的分配当然是设计
15、指标的，所以这里所指的分配当然是指高误码率时对应的衰落概率指标分配。指高误码率时对应的衰落概率指标分配。 当一条实际微波电路的总长为当一条实际微波电路的总长为d公里时，则公里时，则该电路分配允许的衰落概率指标不得超过该电路分配允许的衰落概率指标不得超过 当实际电路长度为当实际电路长度为d公里时，其允许的衰落公里时，其允许的衰落概率指标不得超过：概率指标不得超过：Px=2500%01. 0dPx=2500%054. 0d 在大容量的数字微波通信系统中，影在大容量的数字微波通信系统中，影响衰落概率指标的因素有平衰落和频率选响衰落概率指标的因素有平衰落和频率选择性衰落，因此系统的衰落概率择性衰落，因
16、此系统的衰落概率Pm可以用可以用平衰落引起的衰落概率平衰落引起的衰落概率Pmf和频率选择性衰和频率选择性衰落引起的衰落概率落引起的衰落概率Pms来表示，即来表示，即 我国在确定衰落概率时是根据我国在确定衰落概率时是根据ITU的规定，的规定，以下列经验式进行计算的：以下列经验式进行计算的： 当存在多径衰落时，由于不同路径的信号，当存在多径衰落时，由于不同路径的信号，其传输时延不同，会对主信号构成干扰，而且其传输时延不同，会对主信号构成干扰，而且Ms越小，造成系统瞬间中断的概率（即衰落概率）越小，造成系统瞬间中断的概率（即衰落概率）越高。越高。1010fMCBmfdfKQP 当某中继段的衰落概率指
17、标大于式（当某中继段的衰落概率指标大于式（6-6）（针对电话传输波道）计算出的分配值（针对电话传输波道）计算出的分配值Px时，时，我们可以考虑采用备用波道方式来改善系统性能，我们可以考虑采用备用波道方式来改善系统性能，为此提出了备用波道改善系数为此提出了备用波道改善系数 Ifd，它表示改善后，它表示改善后的衰落概率的衰落概率Pfd与平衰落情况下的衰落概率与平衰落情况下的衰落概率Pmf的关的关系，并可用下式表述：系，并可用下式表述：fdmffdIPP 表6-5 G的取值频段（GHz）246、713G10.50.250.07 常用的分集技术有空间分集和频率分集。对常用的分集技术有空间分集和频率分集
18、。对于地面反射所引起的多径衰落，常采用空间分集于地面反射所引起的多径衰落，常采用空间分集的方式来克服其影响。的方式来克服其影响。 我们用我们用Pfd+sd来表示采用空间分集时的衰落概来表示采用空间分集时的衰落概率，具体表示式如下：率，具体表示式如下：sdfdmfsdfdsdfdIIPIPP 【例【例6-3】现有一数字微波通信系统，某中继现有一数字微波通信系统，某中继段段d=50km，处在，处在C型端面，型端面，f=5GHz，自由空间，自由空间收信电平收信电平Pr0 = -43.6dBm，接收机实际门限电平，接收机实际门限电平Pr门门= -74.8dBm(BER1010-3-3),),实际门限载
19、噪比（实际门限载噪比（C C实实/ /N N固固）=23.1=23.1dBdB，系统采用，系统采用6 6：1 1波道备份和二重波道备份和二重空间分集接收。试求如下参数：空间分集接收。试求如下参数： （1 1）1 1平衰落储备平衰落储备M Mf f （2 2）该段电路的瞬断率）该段电路的瞬断率P Pm m （3）采用）采用6：1备用波道后的瞬断率备用波道后的瞬断率Pfd （4）采用）采用二重空间分集后的瞬断率二重空间分集后的瞬断率P Pfd+sdfd+sd 解： （1）根据平衰落储备的定义可知 门rrfPPM0= -43.6-(-74.8)=31.2 (dB) (2) 衰落概率msmfmPPP
20、根据查表（6-4）可知C型端面的KQ=2.8810-5, C=2.2， 并且B=1，那么由式（6-9）可以计算出： mfP=102 .312 . 25105051088. 2= 0.610-3 msP=10332 . 25105051088. 2= 0 .410-3 因为采用了二重空间分集接收技术，如果两接收系 统的收信电平相等的话，平衰落储备应比 Mf增加 3dB， 对应的mfP0.310-3，那么该中继段的衰落概率为 msmfmPPP=0.310-3+ 0 .410-3 =0 .710-3 （3）求 6：1 波道备份后的衰落概率 若波道间隔f=40MHz，工作频率 f=5000MHz， M
21、fc=33.3dB，取 G= 0.4，先利用式（6-12）计算 6：1 波道备份后的等效频率间隔：fNfNfNNfeq 121 =5 .21406140254066 （MHz）由式（6-11）求出改善系数 1010fcMfdffGI=5 . 41050005 .214 . 0103 .33这样 fdmfdIPP=431053. 15 . 4107 . 0 （4）求采用二重空间分集后的衰落概率 设中继段间两副天线的高差 S=10m，则改善系数 Isd等于 102310)(102 . 1fcMsddfsI =56.3110)505(10102 . 1103 .3323 5410485. 056.3
22、11053. 1sdfdsdfdIPP 对于上述 50km 中继段而言，分配的衰落概率允许值Px=51008. 1250050%054. 0，由以上分析可知，fdP41053. 1 Px,而510485. 0sdfdP Px，可见在该中继段中应使用二重空间分集技术才能达到设计指标要求。 在卫星通信系统中存在着多种噪声与干扰，在卫星通信系统中存在着多种噪声与干扰，它们分别是由不同的器件引入的，而且与系统所它们分别是由不同的器件引入的，而且与系统所采用的寻址方式有关，下面分别进行介绍。采用的寻址方式有关，下面分别进行介绍。 卫星通信系统是以大气作为传输介质来完成卫星通信系统是以大气作为传输介质来完
23、成地球站与卫星转发器之间的信息交互的。由于其地球站与卫星转发器之间的信息交互的。由于其传输路径长，接收机所接收的信号功率非常弱，传输路径长，接收机所接收的信号功率非常弱，因此对噪声非常敏感。因此对噪声非常敏感。 系统中的任何器件和设备工作时，都会给系系统中的任何器件和设备工作时，都会给系统引入热噪声，其功率为统引入热噪声，其功率为N=KT0B，与数字微，与数字微波中的噪声功率的形式相同。波中的噪声功率的形式相同。 无论是在微波系统中，还是在卫星系无论是在微波系统中，还是在卫星系统中，天线都是用来完成射频信号的发送统中，天线都是用来完成射频信号的发送与接收工作的设备。与接收工作的设备。 根据噪声
24、源产生的原因，噪声源大致根据噪声源产生的原因，噪声源大致可分为自然噪声源和人为噪声源两大类。可分为自然噪声源和人为噪声源两大类。自然噪声源包括宇宙噪声、太阳噪声、地自然噪声源包括宇宙噪声、太阳噪声、地面噪声、大气层吸收和降雨损耗等产生的面噪声、大气层吸收和降雨损耗等产生的噪声。噪声。 由于噪声是通过接收机天线进入由于噪声是通过接收机天线进入系统的，为了衡量进入接收系统的噪系统的，为了衡量进入接收系统的噪声大小，因而我们提出了一个新的物声大小，因而我们提出了一个新的物理量理量天线噪声温度。在图天线噪声温度。在图6-5中给中给出了一个典型地面站受到大气吸收出了一个典型地面站受到大气吸收（实线）和银
25、河系外噪声（虚线）影（实线）和银河系外噪声（虚线）影响时的天线噪声温度示意图。响时的天线噪声温度示意图。图6-5 天线噪声温度与仰角和频率的关系曲线 在第在第1章中我们已经介绍了卫星接收系统的章中我们已经介绍了卫星接收系统的结构，除接收天线会给系统引入噪声外，其他器结构，除接收天线会给系统引入噪声外，其他器件如低噪声放大器、下变频器以及天线与低噪声件如低噪声放大器、下变频器以及天线与低噪声放大器间的馈线都会是系统的重要噪声来源。如放大器间的馈线都会是系统的重要噪声来源。如果天线与低噪声放大器间的馈线对信号具有果天线与低噪声放大器间的馈线对信号具有1/L的衰减量，那么接收系统噪声温度的衰减量，那
26、么接收系统噪声温度Tt可用下式来可用下式来表示：表示：Tt=TA/L+Ti（11/L）+Tr其中，其中，Ti为环境噪声温度（通常为环境噪声温度（通常假设为假设为290K）；）；TA为天线噪声温度；为天线噪声温度；L为天线到低噪声放大器之间的衰减为天线到低噪声放大器之间的衰减量；量；Tr为接收机有效噪声温度（如低为接收机有效噪声温度（如低噪声放大器、下变频器等内部器件）。噪声放大器、下变频器等内部器件）。 卫星系统中所能存在的干扰有很卫星系统中所能存在的干扰有很多种，而且与系统中运用的多址方式多种，而且与系统中运用的多址方式有关，这里我们详细介绍几种常见的有关，这里我们详细介绍几种常见的干扰。干
27、扰。 邻道干扰是指相邻波道或相近波道所邻道干扰是指相邻波道或相近波道所带来的干扰，其产生的原因主要如下。带来的干扰，其产生的原因主要如下。 当卫星系统中采用了空分多址方式时，即采当卫星系统中采用了空分多址方式时，即采用波束隔离方式，它首先是将地球表面分成若干用波束隔离方式，它首先是将地球表面分成若干个区域，不同的区域用不同的波束覆盖，而且彼个区域，不同的区域用不同的波束覆盖，而且彼此互不重叠。这样不同波束可以采用相同频带，此互不重叠。这样不同波束可以采用相同频带，但由于天线方向图的旁瓣效应，使得两个彼此接但由于天线方向图的旁瓣效应，使得两个彼此接近的波束之间存在相互干扰，这就是相邻波束间近的波
28、束之间存在相互干扰，这就是相邻波束间的干扰。的干扰。 为了提高频带利用率，在卫星通信系为了提高频带利用率，在卫星通信系统中（或卫星移动通信系统中）可以采用统中（或卫星移动通信系统中）可以采用空间区域彼此重叠、空间指向一致、工作空间区域彼此重叠、空间指向一致、工作频率相同、极化方式不同的两个波束（一频率相同、极化方式不同的两个波束（一个是水平极化波，另一个是垂直极化波）个是水平极化波，另一个是垂直极化波）来实现信号隔离。来实现信号隔离。 当数字序列经过具有理想低通特性的信道时，当数字序列经过具有理想低通特性的信道时，如果其传输速率以及所占用信道带宽满足奈奎斯如果其传输速率以及所占用信道带宽满足奈
29、奎斯特准则，那么其输出信号序列中各比特间不存在特准则，那么其输出信号序列中各比特间不存在码间干扰。码间干扰。 所有进入接收机通带内的、与本信道频率相所有进入接收机通带内的、与本信道频率相同的或相近的无用信号都会对本信道信号构成干同的或相近的无用信号都会对本信道信号构成干扰，这种干扰就是同频干扰。扰，这种干扰就是同频干扰。 如果某系统中的发射天线与接收天线之间的如果某系统中的发射天线与接收天线之间的距离为距离为d，接收天线效率为，接收天线效率为R，AR为接收天线开为接收天线开口面积，因而接收天线的增益为口面积，因而接收天线的增益为GR=RRA42当以当以PT功率发射，同时发信天线的功功率发射，同
30、时发信天线的功率增益为率增益为GT时，那么接收站所接收的信时，那么接收站所接收的信号功率号功率C可用下式表示：可用下式表示：其中其中Lp=（4d/）2为自由空间的传输为自由空间的传输衰减。衰减。RRTTdAGPC24 2)4(dGGPRTT 接收机输入端载噪比是指接收机输入端所接接收机输入端载噪比是指接收机输入端所接收到的有用信号功率与噪声之比，用符号收到的有用信号功率与噪声之比，用符号C/N表表示。示。 由式（由式（6-18）可以看出，当设计好一个卫星）可以看出，当设计好一个卫星转发器之后，那么卫星转发器的有效全向辐射功转发器之后，那么卫星转发器的有效全向辐射功率率EIRPs就确定了。就确定
31、了。 由前面的分析可知，当接收机输由前面的分析可知，当接收机输入端匹配时，折合到输入端的热噪声入端匹配时，折合到输入端的热噪声功率为功率为N=KTB。这样。这样 与与 的关系的关系可表示为可表示为 。TCNCBkNCTC 在介绍上行链路在介绍上行链路CT值之前，我们首先引入值之前，我们首先引入一个新的概念一个新的概念转发器灵敏度。转发器灵敏度转发器灵敏度。转发器灵敏度是指卫星是指卫星转发器达到最大饱和输出时，其输入转发器达到最大饱和输出时，其输入端所需的信号功率，通常用单位面积上的有效全端所需的信号功率，通常用单位面积上的有效全向辐射功率向辐射功率Ws 表示：表示： )4lg(102PUESL
32、EIRPW为了与下行链路中的接收系统等效噪声温为了与下行链路中的接收系统等效噪声温度加以区别，我们用度加以区别，我们用CTU来表示上行链来表示上行链路所受热噪声影响的程度。由以上分析我路所受热噪声影响的程度。由以上分析我们可以顺利地写出们可以顺利地写出 值的表达式：值的表达式：UTC具体方法就是进行输入补偿，即使总的输入信号具体方法就是进行输入补偿，即使总的输入信号功率从饱和点减少一定数值，保证转发器处于正功率从饱和点减少一定数值，保证转发器处于正常工作状态。这时多载波工作的卫星转发器的常工作状态。这时多载波工作的卫星转发器的EIRPEM为地球站所发射的为地球站所发射的EIRP的总和，它将比的
33、总和，它将比单载波条件下工作的卫星转发器的单载波条件下工作的卫星转发器的EIRPES要小，要小，它们的关系可用下式表示：它们的关系可用下式表示：式中式中BOl为输入补偿值。为输入补偿值。 与上行链路与上行链路C/T值的表示方式相对应，值的表示方式相对应，我们用我们用C/TD来表示下行链路中的来表示下行链路中的C/T值。值。如果我们只考虑下行链路本身的噪声的话，如果我们只考虑下行链路本身的噪声的话，那么可得那么可得DRPDSDTGLEIRPTC 在第在第3章中我们曾经指出，在采用章中我们曾经指出，在采用FDMA的的卫星系统之中，由于卫星转发器必须具有同时对卫星系统之中，由于卫星转发器必须具有同时
34、对多载波进行放大的能力，因而在转发器中采用行多载波进行放大的能力，因而在转发器中采用行波管放大器来完成放大功能。波管放大器来完成放大功能。 为了便于分析，我们在对某卫星系统为了便于分析，我们在对某卫星系统链路进行计算时，假设其卫星链路的等效链路进行计算时，假设其卫星链路的等效噪声温度噪声温度Tt是上行链路噪声是上行链路噪声Tu（与前面（与前面Tsat意义相同）、下行链路噪声意义相同）、下行链路噪声TD和交调噪和交调噪声声TtD三部分组成的，即三部分组成的，即Tt=TU+TD+TtD ，显，显然有然有lMDMUMtMTCTCTCTC1111 一般我们将一般我们将 值与值与 门门值之间的差值值之间
35、的差值定义为定义为“门限余量门限余量”M门门，即，即 通常考虑到雨、雪等气象条件设备的不稳定通常考虑到雨、雪等气象条件设备的不稳定性及器件的老化等因素的影响，因此该门限余量性及器件的老化等因素的影响，因此该门限余量应取适当值。应取适当值。TCTC门M=TC-门TC 在在FDM/FM/FDMA系统中，某基站欲系统中，某基站欲与系统中的另一个基站进行通话时，首先与系统中的另一个基站进行通话时，首先将所要传输的多路信号复用到基带中的相将所要传输的多路信号复用到基带中的相应位置，然后用基带信号对本站的发射载应位置，然后用基带信号对本站的发射载频进行调频，最后通过其上行链路向卫星频进行调频，最后通过其上
36、行链路向卫星发送。发送。 【例6-5】已知工作频率为6/4GHz的FDM/FM/FDMA系统中，其卫星转发器有效全向辐射功率SSEIRP=22.5dB, 接收系统的satRSTG=-17.6dB/K, 转发器灵敏度SW=-67dB/m2,输入补偿lBO=11dB，输出补偿oBO= 4.9dB， 标准地球站性能因数DRTG= 40.7dB/K, 传输252路电话信号时， 测试音有效值频偏fr= 577kHz, 基带信号的最 高 频率Fm= 1058kHz， 调制 信号 传输 带 宽B=1240kHz。试计算该卫星系统的线路参数。解： （1） 满足系统信噪比指标条件下所需的C/T值。FDM/FM/
37、FDMA系统是一个模拟通信系统，在这样的系统中存在上行链路噪声、下行链路噪声和交调噪声 （一般三部分之和取60008000pW） ， 若取输出信噪比S0/N0=51.3dB.那么卫星线路应满足的C/T值为：51.3=5 . 6lg20101 . 3lg106 .2283mrtFfTC 可得tTC=-143.8dB/K, 折合NC=13.9dB。因系统中所使用的普通限幅鉴频器的载噪比门限值约等于10dB，可见仍存在3.9dB的差值，故此时thTC=-143.8-3.9=-147.7dB/K。 （2）卫星线路实际达到的C/T值 由于系统的上行链路工作于6GHz频段，可以很容易地计算出PUL=200
38、.6dB，这样利用式（6-22） 、式（6-23）可求得上行链路的EMEIRP和UMTC EMEIRP= -67-11+200.6-37=85.6dB UMTC=-67-11-17.6-37=-132.6dB/K 由于系统的下行链路工作于4GHz频段，可以很容易地计算出PDL=196.6dB，当利用式（6-25）和式（6-26）可得下行链路的SMEIRP和DMTCSMEIRP=22.5-4.9=17.6dBDMTC=22.5-4.9-196.6-40.7=-138.3dB/K根据图6-9中所示的lMTClBO的关系可得lMTC=-135.4dB/K但值得注意的是上述所求出的tMTC值并不是针对
39、传输252路电话载波时的C/T值，而是指多载波工作时的C/T值，因此必须根据发端地球站传输252路电话信号时实际的EEIRP在EMEIRP中所占的比例来加以修正。设系统中发 端 地 球 站 实 际 的EEIRP=81.9dB， 可 见 比 求 出 的EMEIRP小3.7dB，因此lTC、DTC、UTC值都应比相应的lMTC、DMTC和UMTC小3.7dB，分别为-139.1dB/K, -142dB/K,和-136.3dB/K。当将所求得上述结果代入式（6-27）时，便可得出tMTC=-143.7dB/K. 由由TDMA工作方式决定了该方式适合工作方式决定了该方式适合于数字通信系统。对于数字通信
40、系统而言，于数字通信系统。对于数字通信系统而言，衡量其系统性能的技术指标是误码率和传衡量其系统性能的技术指标是误码率和传输速率，其卫星线路参数设计过程如下。输速率，其卫星线路参数设计过程如下。 【例6-6】 已知工作频率为6/4GHz的TDMA系统中，其卫星转发器有效全向辐射功率SSEIRP=23.5dB, 接收系 统 的satRSTG=-18.6dB/K, 转 发 器 灵 敏 度SW=-72dB/m2。若系统中采取输入输出补偿技术，使输入补偿lBO=6dB，输出补偿oBO= 2dB。另外已知地球站的DRTG= 40.7dB/K, 当采用QPSK调制时，若欲使其工作于Pe10-4状态下,则要求
41、Eb/N010.4dB.设系统的信息传输速率为60.032Mb/s,试计算该卫星线路的参数. 解:(1)满足系统误码率和信息传输速率条件下所需的C/T值. 已知系统的信息传输速率R=60.032Mb/s,可折合成 R=10lg60.03210-6=77.8dB, 利用下式可求得C/T值: RkNETCbthlg10min0=10.4-228.6+77.8=140.4dB/K (2)卫星线路实际C/T值 利 用 式(6-22)和(6-25),可 求 得EEIRP=85.6dB,SEIRP=21.5dB, 将它们代入式(6-20)和(6-24), 可分别求出 上 行 和 下 行 链 路 的C/T值
42、. UTC=-133.6dB/K,DTC=-134.5dB/K，最后再将上述结果代入式(6-27)求得:tTC=-13.7dB/K (因TDMA系统中lTC=0). 在采用在采用TDMA方式的系统中，卫星转方式的系统中，卫星转发器既可以工作于功率受限情况下，也可发器既可以工作于功率受限情况下，也可以工作于频带受限情况下，而且其系统容以工作于频带受限情况下，而且其系统容量与系统中所使用的卫星转发器的工作状量与系统中所使用的卫星转发器的工作状态有关，下面分别进行分析。态有关，下面分别进行分析。 当卫星转发器工作于功率受限情况下时，当卫星转发器工作于功率受限情况下时，卫星的有效全向辐射功率卫星的有效全向辐射功率EIRPS固定不变，固定不变，这时下行链路满足下面的方程：这时下行链路满足下面的方程： MBkTGLEIRPnEDRPDSb)lg(100 当卫星转发器工作于频率受限情况下当卫星转发器工作于频率受限情况下时，一般用转发器的带宽与码元速率之比时，一般用转发器的带宽与码元速率之比KWB来表示：来表示：MRBKbsatWB2log
