1、511 影响主电路方案的因数 影响大功率串通信用整流器主电路方案的主要因素如下： (1)输入输出电压、电流范围与半导体器件规格的配合， (2)电路的可靠性，工作范围的适应性。 (3)减小体积、重量和提高效率：减小损耗可减小散热器尺寸和重量。例如，采用软开关技术，减小开关损耗、采用低导通压降的器件(如同步整流器)，减小输出低电压的电源的损耗等。(4)减小对电网的污染。提出整流器要有高的输入功率因数，小的倒灌(设备影响电网的)噪声电压。为此，许多电路设置了高频开关工作的功率因数校正电路*512 高频开关整流器常用电路的组成图5.2 单相开关整流器主电路一例5.1.3 研究和发展方向 1交流输入功率
2、因数校正 2功率因数校正DC-DC单级变换器 3功率因数校正AC-DC单级变换器 图5.3 发展中的电路框图a)交流输入功率因数校正b)功率因数校正DCDC单级变换器c)功率目数校正ACDC单级变换器WHYPFC？ 感容滤波的二极管整流电路 常常加入小电感成为感容滤波电路； ud波形更平直，电流i2的上升段平缓了许多，这对于电路的工作是有利的。 二极管的导通时间也相应地延长。图2-29 感容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形a） 电路图 b）波形a)b)-+RCL+u1u2i2uduLidiCiRVD2VD4VD1VD3u2udi20ti2,u2,ud5.2.1 功率因数及校正的概要谐波
3、在供电系统中，我们总是希望电压和电流一直保持正弦波形。当正弦波电压施加在线性无源器件电阻、电感和电容上时，其电流和电压分别为比例、积分和微分关系，但仍为同频的正弦波。如果正弦波电压施加在非线性电路上时，电流就成为非正弦波，非正弦波电流在电网阻抗上产生压降，会使电压波形也变为非正弦波。当然，非正弦波电压施加在线性电路上时，电流也是非正弦的。1）非正弦电压一般满足狄里赫利条件，可分解为傅里叶级数 基波（fundamental）在傅里叶级数中，频率与工频相同的分量 谐波频率为基波频率大于1整数倍的分量，即2,3,4,N次谐波 谐波次数谐波频率和基波频率的整数比 n次谐波电流含有率以HRIn（Harm
4、onic Ratio for In）表示） 电流谐波总畸变率THDi（Total Harmonic distortion）定义为 1100%nIHDI22223411.100%100%hIIIITHDII5.2.1.1 功率因数的定义及参数注：Ih为总谐波电流有效值。狄里赫利条件：周期函数在一个周期内连续或只有有限个第一类间断点，并且至多只有有限个极值点。2. 功率因数1) 正弦电路中的情况 电路的有功功率P就是其平均功率： 视在功率S为电压、电流有效值的乘积，即S=UI 无功功率Q定义为： Q=U I sin 功率因数 定义为有功功率P和视在功率S的比值： 此时无功功率Q与有功功率P、视在功
5、率S之间有如下关系： 功率因数是由电压和电流的相位差 决定的： =cos 20cos)(21UItuidPSP222QPS2)非正弦电路中的情况有功功率、视在功率、功率因数的定义均和正弦电路相同，功率因数 仍由正弦情况的公式定义。公用电网中，通常电压的波形畸变很小，而电流波形的畸变可能很大。因此，不考虑电压畸变，研究电压波形为正弦波、电流波形为非正弦波的情况有很大的实际意义。设正弦波电压有效值为U，畸变电流有效值为I，基波电流有效值及与电压的相位差分别为I1和 1。这时有功功率为： P=U I1 cos1 功率因数为： 11111coscoscosUIIPPFSUII 基波因数 =I1 / I
6、，即基波电流有效值和总电流有效值之比 位移因数（基波功率因数）cos 1 非正弦电路的无功功率v 定义很多，但尚无被广泛接受的科学而权威的定义v 一种简单的定义是仿照式（2-63）给出的： v 这样定义的无功功率Q反映了能量的流动和交换，目前被较广泛的接受，但该定义对无功功率的描述很粗糙。 22PSQv 也可仿照式（2-61）定义无功功率，为和式（2-67）区别，采用符号Qf，忽略电压中的谐波时有：Q f =U I 1 sin 1 v 在非正弦情况下， ，因此引入畸变功率D，使得： v 比较上面两式，可得： v 忽略电压谐波时 v 这种情况下，Q f为由基波电流所产生的无功功率，D是谐波电流产
7、生的无功功率。222fQPS2222DQPSf222DQQf22222nnfIUQPSD1. 单相桥式全控整流电路 忽略换相过程和电流脉动，带阻感负载，直流电感L为足够大。将电流i2分解为傅里叶级数，可得： 变压器二次侧电流谐波分析： 基波和各次谐波有效值为： n=1,3,5, v 电流中仅含奇次谐波；v 各次谐波有效值与谐波次数成反比，且与基波有效值的比值为谐波次数的倒数。21,3,5,1,3,5,411(sinsin 3sin 5)3541sin2sinnnniItttIntIntnddnIInd22图2-6 单相全控桥带电感性负载时的电路及波形 TabRLa)u1u2i2VT1VT3VT
8、2VT4udidu2OtOtOtudidi2b)OtOtuVT1,4OtOtIdIdIdIdIdiVT2,3iVT1,4 功率因数计算v 基波电流有效值为 v i2的有效值I= Id，结合上式可得基波因数为 电流基波与电压的相位差就等于控制角 ，故位移因数为 所以，功率因数为 d122IIII12 209 .coscos1cos9 . 0cos22coscos111II5.2.1.2 电容滤波整流器的功率因数 1电容滤波整流器功率因数低的原因图4 电容滤波整流器输入尖峰电流的形成a)电容滤波整流器电路一例b)电容滤波整流器波形1)峰值因数(CF，Crest Fact。r)为峰值与有效值之比，对
9、图54b中i波形有(5-6)Ip瞬时电流峰值。2)功率因数(PF)与导电角 的关系(推导从略)近似为/4/5(5-7)例如， 时，求得CF3.16。电源阻抗越小， 也越小，CF越大例如， 时，求得PF0.689； 时，求得PF0.622。可见PF甚小。/4 2低功率因数的危害性 (1)大的尖峰电流使电网内阻抗电压降增大，使电压波形出现平顶波趋势，污染电网 (2)谐波电流产生电磁干扰，于扰通信、计算机、电视机、收音机等设备的正常运行 (3)输入电流有效值大，要求更大容量的断路器、传输线及配电变压器等供电设备。 (4)波形系致(即，有效值平均值)明显大于正弦波的1.11，使功率损耗增大。 (5)若
10、由开关型交流电源设备如交流不间断电源(UPS)，后述供电时，峰值电流大意味着瞬时过载倍数大，影响设备可靠性，故峰值因数(CF)要加以限制。5 .2.1.3 有源功率因数校正原理 功率因数校正(PFC)分为有源和无源两类。无源功率因数校正用大容量电容或Lc滤波器，其重量和体积相对很大，且无法实现单位功率因数(UPF)，从略。 有源功率因致校正(APFC)又称为开关型补偿法。常用的高频有源功率因数校正(预调节)由升压型(BOOST)电路组成. APFC的原理框图APFC开关电源双级电路原理框图 电流控制技术电流控制技术 电流控制技术是APFC技术中最关键的技术。实现APFC的方法最常用的有三种，即
11、电流峰值控制，电流滞环控制，以及平均电流控制。 本节以Boost功率因数校正器的控制为例，说明这三种方法的基本原理，假设工作模式为CCM。表给出了这三种方法的基本特点。控制方法检测电流开关频率工作模式对噪声适用拓扑注峰值电流开关电流恒定CCM敏感Boost需斜率补偿电流滞环电感电流变频CCM敏感Boost需逻辑控制 平均电流电感电流恒定任意不敏感任意需电流补偿表 常用的三种PFC电流控制方法 电流峰值控制的boost功率因数校正器电路原理图电流峰值控制的电感电流波形图 由上图可见，当电感电流峰值按工频变化，从零变化到最大值时，占空比d逐渐由大到小。即半个工频周期内，占空比有时大于0.5，有时小
12、于0.5；因此有可能产生次谐波振荡，为了防止次谐波振荡的出现，必须在比较器的输入端加一个斜率补偿函数或称斜坡补偿函数，以便在占空比广泛变化范围内，电流能稳定工作。2、电流滞环控制技术、电流滞环控制技术 用电流滞环控制的Boost功率因数校正器电路原理图如下图所示。 比较图可以看出电流滞环控制方法与电流峰值控制方法的差别：电流滞环检测的电流是电感电流，并且多了一个滞环逻辑控制器。 电流滞环控制的Boost功率因数校正器电路原理图 滞环法控制的电感电流波形3、平均电流控制技术、平均电流控制技术图5-6是用平均电流控制的Boost功率因数校正器电路原理图。它的主要特点是用电流误差放大器CA代替图2-
13、5和图2-7中的电流比较器COMP。平均电流控制原来是用在开关电源中形成电流内环，以调节输出电流的，并且仅以输出电压误差放大信号为基准电流。现在将平均电流法应用于功率因数校正，它是以输入整流电压和输出电压放大信号的乘积为电流基准，并且电流环调节输入电流平均值，使之与输入电压同相位并接近正弦波。 输入电流信号被检测，与基准电流比较后，其高频分量(例如50kHz)的变化，通过电流误差放大器，被平均化处理。放大后的平均误差电压与锯齿波斜坡比较后，给开关驱动信号，并决定了其应有的占空比。于是电流误差被迅速而精确地校正。由于电流环有较高的增益带宽积，使跟踪误差产生的总谐波畸变THD小于1，容易实现接近于
14、1的功率因数。图5-6 平均电流控制的Boost功率因数校正器电路原理图 图5-7 平均电流控制的电感电流形图 图5-8 UC3854控制的Boost PFC5.2.3 单相零电压开通高功率因数预调级 零电压开通升压型变换路(1) (t0-t1)期间，驱动辅助开关管VT2开通，等效电路见下图，Uo加在Lr上，使电流iLr从零线性增长，iVD1的电流线性减小，到t1瞬时iLr=Ii,iVD1电流减小到零实现软关断。 T1-t0的时间间隔: t0以前，正是上一个开关周期的电感Lf升压，整流二极管VD1导通，输出电流的时期，此时UDS(VT1)=Uo(2) t1一t2期间，cr谐振放电，icr为负的
15、正弦波形，等效电路见图见下图：iLr=Ii+icr在Ii的基础上按正弦波形增长，Cr电压按余弦波形下降，t2瞬时的电压Ucr为零，t1-t2谐振时间间隔T1-2为辅助电路谐振周期的l4即:（3）t2-t3期间，VTl的反并联二极管开通，iVT1为负，电压保持为“零”，满足ZVS条件，见下图：t3瞬时，VTl的驱动电压脉冲为高电平。VT2和VT1的门驱动电压脉冲前沿之间的延时为：(4)t3-t4期间，VTl开通，VT2关断Lr升压使二极管VD2开通，iLr向Uo放能，见下图。谐振电感Lr的能量送给负载利用，iLr线性下降，t4瞬时降到零，VD2阻断。另一方面，反并联二极管电流减小至零后，iVT1变正，并上升到Ii。 (5)t4-t5期间，VT1继续开通，电路工作在PWM升压型变换器Lf储能的工作状态，见下图。(6)t5-t6期间，VTl关断，cr被Ii线性充电，见下图，直到电压uo。(7)t6期-t7期间：VTl继续关断，Lf放能，升压到Uo，VD1开通，Ii对Uo供电，见图 。T0瞬时，vT2再次开通，开始另一个开关周期。
