1、扩频信号的解扩和解调第5章2 扩频通信系统接收信号一般很微弱扩频通信系统接收信号一般很微弱设计良好的相关器（例如乘积检波器），可以允许在输入信噪比低达-50 -20dB的条件下，从强干扰噪声中检测出微弱信号。因此大多数扩频信号的解扩都使用相关检测器，也有一些简单的扩频通信系统使用非相关检测器。接收信号功率通常约为10-1210-15W（-90dBm-120dBm）左右，而信道中的大气噪声在扩频通带内的功率约为10-13W（-100dBm）左右，其它干扰信号的功率更要大得多，有用信号被干扰和噪声所淹没。所以扩频接收机一般要在输入端信噪比为-300dB条件下进行信号处理。相关器具有很强的微弱信号检
2、测能力相关器具有很强的微弱信号检测能力引言3（1）对扩频信号进行解扩/跳；（2）对解扩/跳后的载有信息的信号进行解调。引言 扩频信号解调需要两步来完成扩频信号解调需要两步来完成对DS或FH系统，解扩/跳是通过与本地参考信号相乘来完成。结构上结构上：本地参考信号在结构上与发端信号相同；相位上相位上：在时间或相位上与由发端信号同步。基带信号恢 复是传统的解调问题。45.1 扩频信号的相关解扩5.1.1 相干通信的基本概念n 信号的相干性信号的相干性在物理学物理学里，相干性(拉丁文cohaerere)描述波在传播时，其物理量在不同地点或不同时间的相关特性。相关特性是由于波相位的变化而产生。因为相位的
3、差别，两个波的叠加会造成建设性干涉或摧毁性干涉。假设，两个波的相位差别为常数，则假设，两个波的相位差别为常数，则它们的频率必定相同，称这两个波为相干的它们的频率必定相同，称这两个波为相干的。若两个电信号电信号具有相同振荡频率，相同电矢量振动方向，且有固定的相位差，则这两个信号就是相干的。即使是相干信号，它的某些参数也可能是随机的。在实际振荡器中，无论相位如何稳定，都会有随机成分。只要随机成分占的比例很小，可以忽略，或影响可分析和控制，那么工程上仍可认为是相干信号或部分相干信号。相干性相干性（Coherence）5设波形为5.1.1 相干通信的基本概念)()()(tntstr相关运算就是用一个与
4、s(t)有密切相干关系的本地参考信号sr(t)与r(t)相乘后积分，即n 相关运算（相关运算（Correlation）ttstrrd)()(图5-1 相干检测原理图本地参考信号sr(t)与信号s(t)的频率相同，且相位是相干的。相乘器可用鉴相器（或环形平衡混频器）来实现，低通滤波器起到积分的作用。6相干检测的低通滤波器（积分器）可以消除一部分噪声分量影响，从而改善接收系统输出信号质量。在数字传输系统中，特别是PSK信号，采用相干检测可以减少误码，它在占用功率、带宽和抗干扰等方面性能优越。相干检测过程与理论上分析相干检测过程与理论上分析的在白噪声干扰下的最佳解调方法相符的在白噪声干扰下的最佳解调
5、方法相符。n 本地相干参考信号的产生本地相干参考信号的产生本地参考信号是由锁相环路锁相环路产生的。信号检测理论知：锁相环路是锁相环路是信号相位检测的最佳估计设备信号相位检测的最佳估计设备。锁相环路可等效为信号相位的5.1.1 相干通信的基本概念线性系统。可设计成对信号相位进行最优跟踪（指动态跟踪误差与噪声随机误差的均方值最小）。因此可以实现相干通信。7对于扩频信号，接收端要复制一个与发射端扩频码结构相同、码元同步的本地参考扩频码信号。收、发两端扩频码同步信收、发两端扩频码同步信号相乘并积分的过程为相关解扩号相乘并积分的过程为相关解扩。n 相关解扩相关解扩完成解扩功能的载波同步及码元同步的是一些
6、特殊的锁相环，如利用平方环、Costas环等进行载波同步；利用包络检波法、延迟相干法等完成码元同步；利用延迟锁定环、-抖动环以及匹配滤波器等完成扩频码同步。DS和FH系统相关处理（解扩）的过程是一样的。区别：本地参考信号是DS信号还是FH信号。共同点：接收机的Gp都是在相关处理中把有用的宽带信号变换成窄带信号，把无用的窄带信号或宽带信号（干扰）变换成宽带信号，从而降低了干扰信号的功率谱密度，提高了窄带滤波器输出端的信噪比，而获得系统处理增益。扩频信号的相关解扩器一般有两种形式：扩频信号的相关解扩器一般有两种形式：“直接式直接式”和和“外差式外差式”。5.1.1 相干通信的基本概念8（1）优点：
7、结构简单；（2）缺点：对于干扰信号有直通直通现象；5.1.2 直接式相关解扩器特点特点在载波附近的窄带干扰信号（比有用信号强）可能绕过相关解扩器，如通过空间波耦合形式直接泄漏出去。此时，干扰信号没有参与相关运算就直接到达解扩器输出端，失去了在相关处理过程中所能获得的处理增益。因此，直接式相关解扩的抗干直接式相关解扩的抗干扰能力较低，仅用在一些对抗干扰能力要求不高的扩频系统中扰能力较低，仅用在一些对抗干扰能力要求不高的扩频系统中。图5-3 直接式相关解扩器95.1.2 外差式相关解扩器（1）输出信号与输入信号的载波频率不同。在相关的同时，完成信号混频，变换到一个中频上，避免了载波附近干扰信号直接
8、泄漏到输出端的可能性，简化接收机设计。（2）相关解扩器后的电路工作在较低频率，故性能较为稳定，可进行标准化设计和制作。被DS和FH系统广泛使用。特点特点图5-4 直接序列和跳频系统中外差式相关解扩器 频率跳变外差式相关器 直接序列外差式相关器105.1.2 外差式相关解扩器n 频谱特性频谱特性图5-5 直接序列系统外差式相关器中信号的频谱 115.2 各类噪声对相关器输出的影响相关器输出中，不仅包含有用信号，接收系统的内部噪声和外部干扰同样在输出中表现。另外，接收系统的不理想不仅使有用信号的输出幅度降低，而且还以某种噪声的形式出现在相关器输出中。DS或FH系统中，相关器主要作用：使本地参考信号
9、与输入的有用信号进行匹配，使有用信号达到最大输出，将隐藏在噪声中的载有信息的信号恢复出来。相关器主要作用相关器主要作用 相关器输出特点相关器输出特点p 码元同步偏移的影响；p 载波抑制度不足和码不平衡的影响；p 干扰的影响；噪声对相关器输出的影响因素噪声对相关器输出的影响因素125.2.1 码元同步偏移对相关器输出的影响实际系统中，由于收发两端振荡器频率和初始相位的微小差别，或由于收发信机间电波传播中受到干扰和传输延迟而产生差别，使接收扩频码与发射扩频码间码元同步发生偏移。码元同步发生偏移的产生码元同步发生偏移的产生传输系统中出现的任何不理想情况，都将使输出信号的质量下降。码元同步偏移在相关处
10、理过程中必然导致部分有用部分有用信号功率转换为噪声功率，其大小取决于码元同步偏移的大小信号功率转换为噪声功率，其大小取决于码元同步偏移的大小。码元同步偏移的后果码元同步偏移的后果 目标目标有必要研究码元同步状态发生偏移对相关器输出的影响。135.2.1 码元同步偏移对相关器输出的影响m序列的自相关器最大输出发生在两个码的相对位移为0时刻，此时输出信噪比最大。当不完全同步时（码元同步偏移），有用信号的一部分与本地参考码的功率谱进行卷积而被展宽为噪声，因此输出噪声总量取决于同步程度输出噪声总量取决于同步程度。当完全不同步时，相关器输出几乎全部为噪声。码元同步偏移的产生码元同步偏移的产生扩频码没有完
11、全同步时，混频过程将产生许多新的频率分量。同步时，输入信号被变换为中频窄带信号；不同步时，它们形成的信号协方差功率不为零，变为噪声变为噪声。其一部分将落在中频带宽内，降低系统输出信噪比。码元同步偏移的影响码元同步偏移的影响码元同步偏移可造成码元同步偏移可造成有用信号输出功率下降有用信号输出功率下降及及输出噪声功输出噪声功率增加率增加。图5-6 二进制码序列的自相关波形145.2.1 码元同步偏移对相关器输出的影响l 理想同步理想同步 码元同步偏移的影响分析码元同步偏移的影响分析dd0TTl 非理想同步非理想同步dd0TT中不仅包含有直流分量，还包含一些干扰或噪声分量（不期望）。dd()()c
12、tT c tT2ddd()()()1c tT c tTc tT直流分量；假设假设 为两码的相对时延（同步偏移）,01ddcTTT研究研究 功率谱密度。)()(),(ccTtctctP方法方法 通过求解自相关函数来获得信号的功率谱密度。155.2.1 码元同步偏移对相关器输出的影响 可分解为 (,)cP t(,)()()(,)(,)ccP tc t c tTp tq t式中，是二进制周期函数；是三电平伪随机函数。),(tp),(tq图5-7 扩频码乘积Pc(t,e)的分解例例 周期N=15的m序列 165.2.1 码元同步偏移对相关器输出的影响的自相关函数为 (,)cP t),(2),(),()
13、,(),(),(),(d),(),(),(pqqppqpqqpccPRRRRRRRttPtPRc 01/2(,),(,),(,)pqpqRRR 当时的(,)p t的自相关函数(,)(1 2)()()cpcTkRkT 175.2.1 码元同步偏移对相关器输出的影响(,)q t的自相关函数由于0，乘积中形成一个新的m码分量，该m码结构为原m码经过反相后的位移码。(,)()()()()()()cccqcTkccTTkkRkNTkTkNTNN 185.2.1 码元同步偏移对相关器输出的影响(,)(,)p tq t和的互相关函数kcTpqkTNNRc)()(),(整理得 1(,)()()()()ccqc
14、cTTkkNRkNTkTNN 195.2.1 码元同步偏移对相关器输出的影响 将各相关函数合并得kcTkcTPkNTNNkTNNNNRccc)()(1)()(1121),(功率谱密度函数为功率谱密度函数为 22-0222-201(,)1()sin()1()sin()1()cckcckckcckPf TNkNSffNfNf TTf TNkfNf TNT (5-2)205.2.1 码元同步偏移对相关器输出的影响1/2(,),(,),(,)pqpqRRR 当1时的 kcTpkTRc)()()1(),()1(kcTkcTqkTNkNTNNRcc)()()()(1),(kcTpqkTNNRc)()()1
15、(1)1(1),()1(整理后，可得到与情况整理后，可得到与情况1（式（式(5-2)）相同的结果。）相同的结果。上述结果对 都能成立。注意到伪随机码的自相关特性，在 时，合成信号的功率谱密度函数退化为伪随机码的功率谱密度函数，在=0时，合成信号的功率谱全部都成为直流分量。11小结小结215.2.1 码元同步偏移对相关器输出的影响 码元同步偏移的影响分析码元同步偏移的影响分析 令 2202220sin()1()sin()1()(ckcckckcckf TNkfNf TTf TNkfNf TNNTf则)()(11),(2fNfNNfScP(5-4)(5-3)225.2.1 码元同步偏移对相关器输出
16、的影响21(,)1()()cPNSffNfN(5-4)（1）码元同步偏移 增大，Pc(t,)中的直流分量(第一项)减小，相关函数的最大值(=0时的相关值)将减小，并产生一个比原始扩频码频谱更宽的扩频信号。（2）N(f)的单边带宽(功率谱第一个零点)为 (而扩频码的单边带宽为1/Tc)。随着码元同步偏移 的增大，N(f)的功率谱逐渐趋于伪随机码的功率谱；当 时，其功率谱成为纯粹的伪随机码功率谱。1/cT1（3）N(f)是由码元同步偏移产生的一种噪声，对有用信号将造成干扰，故有文献称作码自噪声码自噪声。只有第二项中k=1分量()能通过中频滤波器，因而码自噪声在相关器的输出功率为1/cbfNTR22
17、2221sin(/)1()22/outNNNNfNNN(5-6)235.2.1 码元同步偏移对相关器输出的影响 对于外差式相关解扩器外差式相关解扩器，码元理想同步时(=0)，相关器输出（不考虑噪声）为)2cos()()(IF1tftAdtv当码元同步发生偏移时，相关器输出为2IF1()1()cos(2)Nv tAd tf tN最大值为 ，等号在=0(理想同步)时成立。有用信号功率受到损失有用信号功率受到损失。11/NN AA 由于码元同步偏移 的存在，相关解扩器输出有用信号的功率(幅度)下降，造成相关损失(1)20lg 1dBNLN(5-5)245.2.1 码元同步偏移对相关器输出的影响图5-
18、10 同步偏移引起的相关损失255.2.2 载波抑制不足和码不平衡对相关器输出的影响 载波抑制不足和码钟泄露的影响载波抑制不足和码钟泄露的影响（2）主瓣零点）主瓣零点主瓣宽度2Rc。中心频率点f0处谱密度不为0，是由于抑制不足而产生的残留载波；器而产生的寄生调制信号。频谱第二个零点 f0+2Rc及f0-2Rc处的寄生调制信号是位同步时钟的二次谐波分量。图5-11 载波抑制不足和码时钟泄露时DS信号的频谱（1）中心频点）中心频点频谱主瓣零点f0+Rc与f0-Rc处，信号的谱密度不为0是由于调制码中，包含的位同步时钟分量进入调制26 频谱对比图5.2.2 载波抑制不足和码不平衡对相关器输出的影响2
19、7（1 1）载波抑制不足的影响载波抑制不足的影响残留载波相当于单频正弦波干扰信号。通过相关解扩器后，增加了相关器的输出噪声，降低了接收机输出信号的信噪比。（2）码钟泄露的影响码钟泄露的影响主瓣零点处寄生调制信号（调制码位同步时钟进入调制器造成），使得已调波产生寄生调幅，同样也相当于单频正弦波相当于单频正弦波干扰信号干扰信号。通过相关器后，使接收机输出噪声增加，输出信噪比降低。由于扩频接收机的射频带宽通常为2Rc，故 f0+2Rc及 f0-2Rc处的寄生调制信号不影响。（3 3）本地参考信号的影响本地参考信号的影响在外差式相关处理过程中，要求本地参考信号的平衡调制器也必须对载波和位同步时钟所产生
20、的寄生调制信号有良好的抑制度。否则，也会增加接收机输出噪声，降低输出信噪比。5.2.2 载波抑制不足和码不平衡对相关器输出的影响28提高载波抑制度提高载波抑制度要求DS系统平衡调制器的载波抑制度至少等于系统处理增益。例如，系统扩频带宽为20MHz，检测带宽为10kHz，则Gp=33dB，于是平衡调制器载波抑制度至少要有33dB。若系统处理增益很高时，如60dB，则需要精心设计平衡调制器来达到所要求的载波抑制度（因为常用的平衡调制器载波抑制度一般为2040dB）。设计码接口电路设计码接口电路尽量加大调制码接口电路带宽，使码元失真和畸变尽量减小。已调信号中位同步时钟分量是由于输入调制码不理想造成的
21、。理想的NRZ码中不包含位同步时钟分量，由于接口电路不理想，如带宽不够宽，将造成调制码失真或畸变，如“0”和“1”码元宽度不相等，使得部分NRZ码产生非线性失真，变成RZ码，从而使频谱变宽，在位同步时钟分量处产生线谱（离散谱）。5.2.2 载波抑制不足和码不平衡对相关器输出的影响295.2.3 有干扰时相关器的输出扩频系统的主要特征之一是具有较强的抑制干扰能力。干扰增加，DS接收机相关器输出信噪比下降。当干扰功率超过系统干扰容限，则需要特殊的抗干扰算法首先消除大部分干扰功率，然后在进行相关的处理。当干扰功率在系统干扰容限之内，该系统能有效工作，解调器仍能产生可用的输出信号。此时，相关器输出受干
22、扰影响很小，相关器输出质量（信噪比）完全满足系统要求。n 干扰的影响干扰的影响30(1)(1)干扰信号对直接序列系统的影响干扰信号对直接序列系统的影响SYS()()()s tj tnt图5-14 直接序列相关器中各点的信号频谱5.2.3 有干扰时相关器的输出输入到相关器的信号为 31 无干扰情况无干扰情况，相关器输出的信噪比 outSYSoutSSNN当系统噪声仅为热噪声热噪声情况时 SYSRF2cNkTBkTRSYSSYSout/pNNGSYSIFout2bNkTBkTR其中，相关器输出的系统噪声SYSoutN5.2.3 有干扰时相关器的输出 存在干扰情况存在干扰情况，DS系统对不同类型的干
23、扰反应不同。干扰信号为12()()()j tj tj t32 窄带干扰信号窄带干扰信号 窄带干扰信号j1(t)输入到相关器与本地参考扩频信号相乘，根据频域内卷积的原理，干扰信号的功率谱被本地参考信号展宽，带宽与本地参考信号的带宽相等 经中频滤波器后，只有少量干扰功率 能通过中频带通滤波器输出。(22202),ssnccBBRR1p2/JG 宽带干扰信号宽带干扰信号 宽带干扰信号j2(t)功率为J2，带宽2Rc。根据频域卷积定理，得干扰信号的带宽被扩展为本地参考信号带宽的两倍 中频滤波器输出的噪声功率为 。在同样强度干扰下，与窄带干扰相比，宽带干扰在同样强度干扰下，与窄带干扰相比，宽带干扰信号的
24、输出功率降低了信号的输出功率降低了3dB。ss(22224),ncccBBRRR2p/JG5.2.3 有干扰时相关器的输出33相关器输出的干扰信号功率对DS-SS接收机，输入干扰信号功率一定时，其带宽越宽，对系统的影响就越小。所以直接序列扩频系统对宽带干扰的直接序列扩频系统对宽带干扰的反应不敏感反应不敏感，它的抗宽带干扰的能力为Gp。如果把连续波单频干扰认为是最窄的窄带干扰，而把宽带干扰的带宽上限定为参考信号带宽，则相关器输出干扰信号的功率在3dB的范围内变化。n 小结小结ssssp2JnBNJBB G5.2.3 有干扰时相关器的输出例 一个功率为J，带宽为2MHz的干扰信号，输入到Gp=33
25、dB，本地参考信号带宽为20MHz的直接序列扩频接收机时，通过相关器后输出干扰信号的带宽被展宽为22MHz，相关器输出的干扰信号功率为 3411002000222020JJNJ如果干扰功率仍为J，带宽为20MHz的邻台干扰信号输入到同一系统时，则相关器输出的干扰信号功率为200020002202020JJNJ考虑到系统噪声时，相关器输出的信噪比为ssoutSYSoutssp2nSSBNJNBB G即为接收机信息解调器或同步检测器的输入信噪比。5.2.3 有干扰时相关器的输出35(2)干扰信号对频率跳变系统的影响干扰信号对频率跳变系统的影响FH-SS系统以“躲避”方式抑制干扰。接收端本地参考信号
26、是一个与发射端同步的并以同样速率跳变的一些频率信号。在外差式相关解扩器中，其频率与发射信号的频率相差一个中频。针对宽带干扰，带宽覆盖了跳频带宽的大部或全部，每个频点的信号都受到干扰污染。因而频率跳变系统对宽带干扰信频率跳变系统对宽带干扰信号的反应是敏感号的反应是敏感，任何跳变频率都无法“躲避”这种宽带干扰，故宽带大功率干扰信号对于频率跳变系统的危害较大宽带大功率干扰信号对于频率跳变系统的危害较大。5.2.3 有干扰时相关器的输出36（a）假定频道内当干扰信号功率J 时，认为输出信噪比不能满足要求。则（1）对于窄带干扰信号，只要功率不小于，就将对频率跳变接收机的一个频道造成干扰。（2）对同样功率
27、 的宽带干扰信号，由于每个频道受到的干扰功率值降低为/N，就有可能不会对接收机产生任何影响（输出信噪比满足要求）。（b）若干扰信号功率足够大，JN。（1）干扰为宽带干扰，每个频道受到的干扰功率都不小于，因而接收机的N个频道输出的信噪比都不满足要求。（2）当干扰是窄带干扰时，除受到干扰的那个频道输出的信噪比严重下降外，其他的 个频道由于没有受到干扰，能够正常工作。5.2.3 有干扰时相关器的输出37例假设频率数为N=1000 的FH-SS系统，有用信号平均功率为P，若要求接收机输出的信噪比不小于10dB。在干扰信号不存在的情况下，由于噪声影响，接收机输出信噪比为20dB。当干扰信号功率比有用信号
28、大13dB时，。对于窄带干扰窄带干扰，干扰信号的功率完全落入接收机的一个频道内，在受干扰Tc时间内，该频道输出干扰功率输出信噪比为 in/20(13dB)JP inoutJJNN outSYSoutout10.05(13dB)0.01 20SPNNJ由于其他N1 个频道未受到干扰，因而其输出信噪比保持不变(20dB)。5.2.3 有干扰时相关器的输出38当干扰是宽带干扰宽带干扰时，干扰功率均匀分布于1000个频道内，任一频道在其驻留时间Tc内输出的干扰功率为 ，输出信噪比为 outin/1000JJ outSYSoutout133.3(15.2dB)0.01 0.02SPNNJ接收机每个频道输
29、出的信噪比都能满足要求。5.2.3 有干扰时相关器的输出395.3 基带解调与载波同步在噪声干扰条件下，从均方误差最小的角度来看，锁相环路是信号相位的最佳估计器。理论分析表明：对相位估计的统计分析，最佳估计设备必然导致为一个锁相环路。5.3.1 锁相环解调器原理n 理论依据理论依据图5-15 锁相环解调器解调已被解扩后的中频PSK信号的原理图及各点波形图40DS系统中，扩频调制方式常采用抑制载波的双平衡调制器。信号载波分量被抑制了几十dB，功率谱密度通常很低，与大气噪声或接收机内部噪声相比相差无几甚至更低，有用信号淹没在噪声中，而信号中的载波又被进行抑制，用一般锁相环难于提取载波。5.3.2
30、平方环解调器n DS系统信号特点系统信号特点 要获得相干参考信号，可将输入信号进行非线性变换非线性变换，产生离散载波频率分量，然后用窄带滤波器将载波分量提取出来。n 平方环平方环常用的非线性变换方法是将输入信号进行平方运算或全波整流，产生二倍频分量，然后输入到鉴相器，利用锁相环路跟踪二倍频载波。被跟踪的二倍频载波经二分频并相移90o，与输入信号相乘就可解调出信息。41图5-16 平方环原理框图5.3.2 平方环解调器42相位模糊问题相位模糊问题二分频后的信号可能出现两个相位，即载波相位模糊载波相位模糊。这对差分PSK没有影响，差分码与初相无关，只与相邻码的相位变化有关。若要产生绝对相移的参考信
31、号，则应将分频后的两个状态加以分辨。例如：规定一组编码信号，根据解调出的编码信号极性，判断参考信号的相位是否正确，若极性与规定相反，应将分频后信号相位移相180o。平方环特点平方环特点优点优点：使双边带抑制载波信号经平方后产生二倍频载波，便于载波提取，实现载波跟踪与同步。性能与科思塔斯环等效。缺点缺点：环路工作在二倍频后的频率上，工作频率较高，环路的稳定性能较差。5.3.2 平方环解调器435.3.3 Costas环解调器Costas环（“I-Q”环）是用来解调抑制载波双边带调幅信号的，也是二相或四相相移键控信号解调的专用环路，工作工作在载波频率在载波频率。图5-17科思塔斯环解调器44n 工
32、作原理工作原理不考虑噪声，假设环路处于锁定状态)2cos()(00tftAd输入信号I路鉴相器输出Q路鉴相器输出 00()()coscos(2 2)2erAI td tf t)22sin(sin)(2)(00retftdAtQ8/)2sin(8/)2sin()(222eeAtdA低通滤波器输出 2/cos)(etAd2/sin)(etAdI路 Q路 3rd乘法器输出 仅包含相位差信息的信号经过环路滤波器滤波，来校正VCO的频率和相位，使其输出跟踪输入的载波。5.3.3 Costas环解调器45n 信息解调信息解调Costas环噪声性能与平方环等效环噪声性能与平方环等效。但需要注意：I和Q两路不
33、对称会引起第三个相乘器输出发生偏移，进而可对载波跟踪产生不良影响。因此，要求两路的对称性能要好要求两路的对称性能要好。优点优点：能够解调相移键控信号和抑制了载波的双边带调幅信号，且环路工作频率与载波频率相同。调制信息d(t)由环路低通滤波器输出端得到。I路滤波器输出为 ，当 很小时，输出约等于 。etAdcos)(e2/)(tAdCostas环也存在相位模糊问题。与平方环不同，它存在0、p/2、p和3p/2的模糊。同相支路低通滤波器输出可能是同相分量信号I(t)或其反相信号-I(t)，也可能是正交分量信号Q(t)或-Q(t)。同样，正交支路输出也存在同样的问题，只是两支路输出不会是同一分量的信
34、号。n 相位模糊问题相位模糊问题n 性能分析性能分析5.3.3 Costas环解调器465.3.4 四相松尾环QPSK信号的载波恢复环路有多种构成方法。但无论从性能好坏还是从实现方便来看，四相基带数字处理载波恢复环四相基带数字处理载波恢复环都是一种最佳选择。这种基带数字处理方式是由日本人松尾首先提出的，故称之为“松尾环”。图5-18 四相松尾环原理方框图47基带处理部分输出一个和调制码元无关的控制信号基带处理部分输出一个和调制码元无关的控制信号，通过环路滤波器进一步滤除干扰后，去控制VCO输出信号的相位，达到对QPSK信号载波跟踪目的。n 基带处理部分基带处理部分5.3.4 四相松尾环48基带
35、处理输入n 鉴相特性鉴相特性)(cos)()(sin)()()(sin)()(cos)()(21ttQttItyttQttItyeeee加法器输出 减法器输出)(sin)(cos)()(cos)(sin)()()()(123tttQtttItytytueeee)(sin)(cos)()(cos)(sin)()()()(124tttQtttItytytueeee判决器表示为符号函数0101)sgn(xxx(5-7)5.3.4 四相松尾环495.3.4 四相松尾环规定模2加运算规则为1sgn()sgn()sgn()1ABABABAB和 符号相同和 符号不同环路滤波器控制电压 12561234()(
36、)()()()sgn()()()()sgn sin 4()ee tu tu tu tu ty t y t u t u tt(5-11)四相松尾环的基带处理后，控制电压e(t)中不包含数字调制信息I(t)和Q(t)，只包含参考载波与输入载波相位之差。因此，四相松尾环对QPSK信号的跟踪可等效成一个具有 鉴相特性的普通锁相环对抑制载波调制信号的跟踪。sgnsin(4)e50具有矩形鉴相特性具有矩形鉴相特性。在02p区间内，有0，p/2，p和3p/2四个稳定锁定点，。图5-19 四相松尾环的鉴相特性5.3.4 四相松尾环n 松尾环特点松尾环特点(1)(1)电路简单、易于集成实现。电路简单、易于集成实
37、现。虚线框部分很适合于数字逻辑电路的实现，甚至整个载波恢复环路可全部采用数字电路实现，电路构成显得十分简单。51(2)(2)具具有矩形形状的鉴相特性有矩形形状的鉴相特性。锁相环的同步带宽及静态相位误差与环路增益有关。若使恢复载波相位误差小，跟踪带宽大，就应该提高环路增益。理想情况下（无噪声和干扰），具有矩形鉴相特性的环路，其增益（对应于鉴相特性稳定相位锁定点处曲线斜率）为无穷大。故这种环路就能以极小的相位误差和很宽的同步带宽对输入信号进行跟踪。5.3.4 四相松尾环n 信息解调信息解调四相松尾环在完成载波恢复同时，也完成了两路基带信号恢复。在环路锁定时，0)(te12()()cos()()si
38、n()()()sin()()cos()eeeey tI ttQ tty tI ttQ tt(5-7)52则有12()(),()()y tI ty tQ t利用四相松尾环基带处理方式，也可构成可构成8PSK解调环解调环。对于多相相移键控信号来说，松尾环无疑是一种最佳的解调环路，由于它的基带处理方式能够完全消除已调信号中的调制信息，因此，由它构成的解调环，在相位锁定点处将不引入调制噪在相位锁定点处将不引入调制噪声和码型噪声声和码型噪声。n 说明说明5.3.4 四相松尾环n 四相松尾环另一形式四相松尾环另一形式注意注意：由于平方电路不易采用数字集成器件且性能难保证。因此在电路实现上，图5-20所示的
39、松尾环要复杂。具有相同的鉴相特性，即性能相同具有相同的鉴相特性，即性能相同。53n 四相松尾环另一形式四相松尾环另一形式图5-20 另一种形式的四相松尾环 5.3.4 四相松尾环545.3.5 载波抑制度不足对载波同步的影响载波抑制度不足将使输出信号中存在载波分量。浪费输出浪费输出功率功率，隐蔽性降低隐蔽性降低；未被抑制的载波分量作为干扰信号进入接收机，降低抗干扰降低抗干扰能力能力（增加相关器输出噪声），造成载波提取困难造成载波提取困难。p 对于对于DS-SS发射机发射机p 对于对于DS-SS接收机接收机载波抑制不足对平方环的影响载波抑制不足对平方环的影响BPSK输入信号)2cos()()(0
40、011tftdAtf残留载波信号 平方环路输入)2cos()(0022tfAtf121200()()()()cos(2)U tf tf tAd tAf t5522121222120012001()()()21()cos(2 22)()cos(2 22)2P tAAA A d tAAf tA A d tf t图5-16 平方环原理框图平方运算后，P点信号为 5.3.5 载波抑制度不足对载波同步的影响5622111200221002221()cos(2 21()()22()cos(2 22(2)AA A d tPA d tAf ttAAtAf第1项：直流分量；第2项：调制信号（缓变量）；前两项被带
41、通滤波器滤除，第3项：载波2倍频分量（期望值）；第4项：对提取载波影响最大(干扰项抑制载波的BPSK信号)。说明说明：BPSK信号平方后，不仅包括一单频正弦波（期望值），还有一带有残留载波的BPSK信号。该信号能通过中心频率为f0 的窄带带通滤波器，其载波频率附近的边频（调制信号）分量落在了滤波器的通带之内，可使得VCO频率错锁在这些边频上。5.3.5 载波抑制度不足对载波同步的影响57只有当212221)(21AAAA即 成立时，第四项才可忽略。也就是说，只有当残留载波的功率（）远远小于有用信号的功率（）时，VCO才不会错锁在边频上。12()0AA2/22A2/21A此时由残留载波产生的第四
42、项同样要进入环路，其影响是使环路内噪声增加，引起VCO输出信号的相位噪声加大。载波抑制不足对载波抑制不足对Costas环的影响环的影响VCO误差控制信号不仅与 有关，而且与d(t)也有关。由于调制信号d(t)的存在，使得环路输出载波的相位噪声增大使得环路输出载波的相位噪声增大，严重时造成环路失锁。e5.3.5 载波抑制度不足对载波同步的影响585.4 频率跳变信号的解跳和解调FH-SS系统较难保证相干性系统较难保证相干性，跳频器跳到一个新频率上时，进入解调器信号的相位就要改变。FH-SS系统对信息调制方式要求灵活，对信息类型的要求也很灵活，既可以是模拟信号，也可是数字信号。对应不同类型信号，调
43、制方式也不相同，模拟信号常采用FM调制，数字信号常采用FSK调制调制。不论何种类型的信息信号，FH-SS接收机通常是采用先解扩接收机通常是采用先解扩（解跳）后解调的方式（解跳）后解调的方式，因为扩频系统强抗干扰性能是通过在对扩频信号进行相关解扩的过程中得到的。锁相环路不适用于对FH信号的解调。取而代之的是包络检测包络检测器器，它不考虑输入信号相移，且能对脉冲信号很快地响应，故是频率跳变系统中常用的解调器。59FH-SS接收机对发射信号作反变换接收机对发射信号作反变换。首先将每个接收到的频率跳变信号变换到窄带滤波器通带内，完成解跳；再将已解跳信号送到基带解调器，恢复出发射端原始信息。FH-SS接
44、收机性能取决于解跳器（相关解扩器）及其后面带接收机性能取决于解跳器（相关解扩器）及其后面带通滤波器的性能通滤波器的性能，即在有用信号无失真地通过带通滤波器的情况下，能有效地抑制干扰信号。图5-21 FM调制频率跳变信号的接收机方框图5.4.1 模拟调制频率跳变信号的解跳和解调60n FH-SS接收机接收机解跳解跳频率合成器输出频率与接收信号载波频率差一个中频fIF。乘法器和中频滤波器组成了频率跳变扩频接收机的相关解扩器相关解扩器，在完成接收信号相关解扩同时，又实现信号的下变频。中频滤波器的中心频率为fIF，带宽为已调信号带宽。图5-21 FM调制频率跳变信号的接收机方框图5.4.1 模拟调制频
45、率跳变信号的解跳和解调61FM信号解调部件是频率检波器频率检波器（也称鉴频器）。按工作原理，鉴频器分为(1)将调频波变换为幅度与调频波频率成正比的调频调幅波，再进行幅度检波恢复出调制信号；（实际电路中应用较多）(2)将调频波变换为重复频率等于调频波频率的等幅等宽的脉冲序列，再经过低通滤波器取出低频缓变分量，恢复出调制信号；(3)将调频波变换成宽度与调频波频率成比例的等幅调宽脉冲序列，再经滤波恢复出调制信号；5.4.1 模拟调制频率跳变信号的解跳和解调62在对数字调制频率跳变信号的解扩同时可完成基带信号解调。FH-SS接收机原理方框图（假设扩频码同步）图5-22双通道数据“1/0”频率跳变扩频接
46、收机方框图二进制FH-SS发射机中，采用FSK时，用发射某个频率表示数据1，而发射另一个频率表示0。接收机判断两个频率中哪一个载有信号。因此，频率跳变扩频接收机必须能够同时观测两个信道。5.4.2 数字调制频率跳变信号的解跳63注意注意：“数据1”和“数据0”的射频脉冲包络是互补的。可以不使用双通道接收机，而用一个单通道接收机即能完成同一功能。图5-23 没有冗余度的频率跳变扩频接收机5.4.2 数字调制频率跳变信号的解跳64如果接收频率合成器比发射机频率合成器快一倍，则它可先跳到“数据1”频率，然后再跳到“数据0”频率，接收机的取样电路就能对两者取样。5.4.2 数字调制频率跳变信号的解跳6
47、5频率合成器输出频率分为相干和非相干，对接收机性能影响较大。相干性相干性：从一频率跳变到另一频率时，频率合成器输出信号的相位是否是确定的，或者说是否是连续的。在跳频系统中相干性就意味着发射机和接收机的频率合成器之间保持着固定的相位关系。假若整个发射和接收系统是相干的，则相关解扩器中带通滤波器的输出是相位连续的中频信号，是一种脉冲振幅调制信号。非相干非相干：如果发射机和接收机的频率合成器之间没有固定相位关系，则输出信号就是一中频脉冲群(burst)，每一个中频脉冲的相位都不同，信号就像进行了振幅和相位两种调制。相干信号的带宽比随机相位非相干信号的带宽要窄得多相干信号的带宽比随机相位非相干信号的带
48、宽要窄得多，这样相关解扩器中滤波器的带宽就可以减小，就可以得到阈值的净收益并提高处理增益。5.4.2 数字调制频率跳变信号的解跳66跳频系统常常使用M进制（如MFSK）频率跳变信号来发射。系统发射机在每一个切普时间内从对应于数据输入的一组频率信号M个中选择一个作为发射信号。例如：对于3比特信息，发射机在某瞬时从8个候选的频率中选择一个来发射，这时每个能传输3比特信息。8个候选频率分别对应8种可能数据组：000、001、010、011、100、101、110、111中的一个。其频频率围绕某个中心频率分布率围绕某个中心频率分布，它们有确定关系。n “M进制进制”跳频系统跳频系统频率跳变是从一个中心
49、频率跳变到另一个的中心频率。由于频率跳变是从一个中心频率跳变到另一个的中心频率。由于有数据调制，中心频率要发生偏移，根据传送数据，偏移到有数据调制，中心频率要发生偏移，根据传送数据，偏移到8个频率中的某一个频率个频率中的某一个频率。因此，除非为了实现同步，中心频率fi,0 是从不发射的。5.4.3 M进制频率跳变信号的解跳67在 时刻M进制跳频信号频率关系为(1),(1)ccctiT iTiT 为跳频发射机在 时输出信号的中心频率（没有数据调制时），为有数据调制时 时输出信号的频率。,0if(1)cciTtiT,(1,2,8)i jfj(1)cciTtiT 5.4.3 M进制频率跳变信号的解跳
50、图5-25 m进制频率跳变发射信号的频率关系(a)调制数据为101；(b)调制数据为111；(c)调制数据为00068M进制信号被接收机解跳后解跳后，要对M个信道同时进行比较，根据最大值原理进行抉择。理论上，可以采用M部接收机同时工作，然后把解跳后信号送入M个带通滤波器和M个包络检波器并联组成的检测器，并将其输出送入最大值检测器作出判决。当接收信号被解跳后，中频信号就是普通的多电平(多进制)调制信号，采用多电平调制信号的解调方法即可完成信号的解调。图5-26 M进制频率跳变信号解调器原理框图5.4.3 M进制频率跳变信号的解跳69优点优点：每个切普可以传输更多比特信息。缺点缺点：存在系统干扰容
