1、经过信源编码数据压缩和信道编码差经过信源编码数据压缩和信道编码差错控制后得到的数字信号，通常为二元数错控制后得到的数字信号，通常为二元数字信息，其脉冲波形占据的频带一般从直字信息，其脉冲波形占据的频带一般从直流或较低频率开始直至可能的最高数据频流或较低频率开始直至可能的最高数据频率率(几十千赫、几百千赫或几兆赫、几十兆几十千赫、几百千赫或几兆赫、几十兆赫赫)，带宽会很宽，能宽到短波波段的射频，带宽会很宽，能宽到短波波段的射频范围。范围。图图6-1所示的为基带传输系统的基本结所示的为基带传输系统的基本结构框图，它由信道信号形成器、传输信道、构框图，它由信道信号形成器、传输信道、接收滤波器和取样判
2、决器几部分组成。接收滤波器和取样判决器几部分组成。图图6-1基带传输系统的基本结构框图基带传输系统的基本结构框图确定码型确定码型(不同表示形式的基带信号不同表示形式的基带信号)时必须考虑到以下几个方面。时必须考虑到以下几个方面。(1)对于传输频带低端受限的信道，对于传输频带低端受限的信道，传输信号码型的频谱中不应包含直流或低传输信号码型的频谱中不应包含直流或低频成分；频成分；(2)应尽量减小码型频谱中的高频成应尽量减小码型频谱中的高频成分，既可节省传输频带、提高频谱利用率，分，既可节省传输频带、提高频谱利用率，又可减少有线信道电缆内不同线对之间的又可减少有线信道电缆内不同线对之间的信号串扰；信
3、号串扰；(3)接收端易于从串行的基带信号中接收端易于从串行的基带信号中提取位定时信息，再生出准确的时钟信号提取位定时信息，再生出准确的时钟信号供数据判决使用；供数据判决使用；(4)便于实时监测传输系统中的信号便于实时监测传输系统中的信号传输质量，能监测出码流中错误的信号状传输质量，能监测出码流中错误的信号状态；态；(5)信道中发生误码时要求所选码型信道中发生误码时要求所选码型不致造成误码扩散不致造成误码扩散(或称误码蔓延或称误码蔓延)；(6)码型变换过程不受信源统计特性码型变换过程不受信源统计特性(信源中各种数字信息的概率分布信源中各种数字信息的概率分布)的影响，的影响，即码型变换对任何信源具
4、有透明性。即码型变换对任何信源具有透明性。二元码中基带信号的脉冲波形只有两二元码中基带信号的脉冲波形只有两种幅度，即高电平种幅度，即高电平(H)和低电平和低电平(L)。三元码中，数字基带信号的幅度取值三元码中，数字基带信号的幅度取值有有1，0和和1三种电平，图三种电平，图6-3(a)所示的所示的为一个例。为一个例。图图6-3 三元码波形示例三元码波形示例多元码码型具有多种电平的幅度取值，多元码码型具有多种电平的幅度取值，如果以如果以m个比特组成一个字，则对应地有个比特组成一个字，则对应地有2m元码的码型。元码的码型。m=2时构成四元码，如图时构成四元码，如图6-4所示。所示。图图6-4多元码波
5、形示例多元码波形示例图图6-5中中(1)为基带信号的信息码元，为基带信号的信息码元，(2)为位定时信号，脉宽为位定时信号，脉宽T代表代表1比特的宽度，比特的宽度，升降沿代表每比特定时的开始。升降沿代表每比特定时的开始。图图6-5中中(3)为单极性不归零为单极性不归零(NRZ)码，码，其波形与图其波形与图6-2(a)中所示的的原理相同；图中所示的的原理相同；图中中(4)为双极性为双极性NRZ，波形与图波形与图6-2(b)所示所示的原理相同。的原理相同。图图6-5中中(5)为单极性归零为单极性归零(RZ)码，它码，它与单极性与单极性NRZ码相似，区别在于码元码相似，区别在于码元“1”的高电平持续时
6、间的高电平持续时间T/2，其余时间返回零其余时间返回零电平电平(低电平低电平)；而码元；而码元“0”一直处于零电一直处于零电平，它实际上是以时间平，它实际上是以时间T内有无脉冲调变内有无脉冲调变信号来表示信号来表示“1”，“0”。图图6-5中中(6)为单极性传号差分为单极性传号差分(NRZ-M)码，其特点是以位定时信号边沿时刻有电码，其特点是以位定时信号边沿时刻有电平跳变表示平跳变表示“1”，无电平跳变表示，无电平跳变表示“0”。图中图中(7)为单极性空号差分为单极性空号差分(NRZ-S)码，码，其特点是以位定时信号边沿时刻有电平跳其特点是以位定时信号边沿时刻有电平跳变表示变表示“0”，无跳变
7、表示，无跳变表示“1”。图图6-5中中(8)为双相码为双相码(也称曼彻斯特码也称曼彻斯特码或调频码或调频码)，其特点是无论码元，其特点是无论码元“1”或或“0”，每一码元比特的边缘都有电平跳变。，每一码元比特的边缘都有电平跳变。图图6-5中中(9)为密勒码为密勒码(Miller,M)，它是双相它是双相码的一种变型，码的一种变型，“1”用码元周期中央出现跳变用码元周期中央出现跳变(而其前后沿不出现跳变而其前后沿不出现跳变)来表示；对码元来表示；对码元“0”则则有两种处理情况，单个有两种处理情况，单个“0”时码元周期内不出时码元周期内不出现跳变，连现跳变，连“0”时在相邻的时在相邻的“0”交界处出
8、现跳交界处出现跳变。变。图图6-5中中(10)为密勒平方码为密勒平方码(M2)，它是密它是密勒码的变型，其区别在于无论勒码的变型，其区别在于无论“1”还是还是“0”，当连续出现的相同码元超过当连续出现的相同码元超过2时省去最后一个比时省去最后一个比特上的电平跳变，即对于特上的电平跳变，即对于“1”省去其中央电平省去其中央电平跳变，对于跳变，对于“0”省去其最后一个码元省去其最后一个码元“0”的前的前沿跳变。沿跳变。图图6-5几种常用的二元码波形几种常用的二元码波形图图6-6所示的为几种二元码的功率谱密所示的为几种二元码的功率谱密度曲线。度曲线。上述各种码型可从基本的上述各种码型可从基本的NRZ
9、码转换码转换产生，并可以从一种码型转换成另一种码产生，并可以从一种码型转换成另一种码型。型。图图6-6几种二元码的功率谱几种二元码的功率谱m序列是最常用的一种伪随机二进制序列是最常用的一种伪随机二进制序列，它是最长线性反馈移存器序列的简序列，它是最长线性反馈移存器序列的简称，是带线性反馈的移存器所产生的周期称，是带线性反馈的移存器所产生的周期最长的序列。最长的序列。m序列具有下列特定的性质。序列具有下列特定的性质。在在m序列的一个周期序列的一个周期m=2n1中，中，“1”和和“0”的数目基本相等，准确地说是的数目基本相等，准确地说是“1”的个数比的个数比“0”的个数多一个。的个数多一个。将一个
10、周期序列中接连地相同码元的将一个周期序列中接连地相同码元的长度称为游程长度，包括长度称为游程长度，包括1游程和游程和0游程。游程。一个一个m序列序列Mp，与其经任意次延时移与其经任意次延时移位后得到的序列位后得到的序列Mr进行模进行模2和，结果等于和，结果等于Mp经某些次移位后得到的序列经某些次移位后得到的序列Ms，即即这个特性表明了这个特性表明了m序列具有封闭性。序列具有封闭性。Mp Mr Ms （6-9）对一个正态分布的随机噪声对一个正态分布的随机噪声(白噪声白噪声)取样时，若样值为正，记为取样时，若样值为正，记为“”；若样；若样值为负，记为值为负，记为“”，则将每次取样所得，则将每次取样
11、所得极性排序可写成极性排序可写成 这是一个正负随机变化的序列，具有这是一个正负随机变化的序列，具有下面的基本性质。下面的基本性质。序列中序列中“”、“”的出现概率的出现概率相等。相等。序列中游程长度为序列中游程长度为1的游程数约占的游程数约占总游程数的总游程数的1/2，长度为，长度为2的约占的约占1/4一一般地，长度为般地，长度为k的游程数约占的游程数约占1/2k，并且并且其中其中“”游程和游程和“”游程约各占一半。游程约各占一半。由于随机噪声的功率谱为常数，因由于随机噪声的功率谱为常数，因而其傅立叶反变换也即自相关函数而其傅立叶反变换也即自相关函数R()为为一个冲激函数一个冲激函数()。当当
12、0时，时，()0，当当0时，时，()是一个面积为是一个面积为1的脉冲。的脉冲。可以证明，可以证明，m序列的均衡性、游程分序列的均衡性、游程分布、自相关函数和功率谱与上述随机序列布、自相关函数和功率谱与上述随机序列的基本性质很相似。因而通常认为，的基本性质很相似。因而通常认为，m序序列属于伪噪声列属于伪噪声(PN)序列或伪随机二进制序序列或伪随机二进制序列列(PRBS)。数据加扰原理是以数据加扰原理是以m序列为基础的，序列为基础的，一般的加扰电路构成如图一般的加扰电路构成如图6-10所示。所示。图图6-10加扰电路的一般形式加扰电路的一般形式加解扰的优点在于，对于会包含有连加解扰的优点在于，对于
13、会包含有连“1”、连、连“0”的数据序列，经过的数据序列，经过PRBS产产生的生的m序列进行模序列进行模2和后，将变为伪随机型的数和后，将变为伪随机型的数据序列，从而使其功率谱较适合于传输信据序列，从而使其功率谱较适合于传输信道的特性，并且接收端容易从数据流中提道的特性，并且接收端容易从数据流中提取出时钟信号。取出时钟信号。至于缺点，一是加扰码传输中发生单至于缺点，一是加扰码传输中发生单个误码时会影响到接收端相继的个误码时会影响到接收端相继的n个码元的个码元的正确解扰，造成误码蔓延正确解扰，造成误码蔓延(或称误码增殖或称误码增殖)；二是当输入的数据序列很特殊，而与二是当输入的数据序列很特殊，而
14、与m序序列作模列作模2和时可能正好形成不良的包含长和时可能正好形成不良的包含长“1”长长“0”的加扰后序列，当然这种概的加扰后序列，当然这种概率非常小。率非常小。在欧洲的在欧洲的DVB(数字视频广播数字视频广播)标准中，标准中，无论无论DVB-S(卫星卫星DVB)、DVB-C(有线电视有线电视DVB)还是还是DVB-T(地面广播地面广播DVB)，都对数都对数字基带信号实施同样的能量扩散，即采用字基带信号实施同样的能量扩散，即采用15级移存器的级移存器的PRBS对数据序列作模对数据序列作模2和，和，电路如图电路如图6-12所示。所示。图图6-12 15级移存器的级移存器的PRBS加扰电路加扰电路
15、对于数字信号来说，较小的波形失真对于数字信号来说，较小的波形失真影响不大，只要接收端在时钟脉冲确定的影响不大，只要接收端在时钟脉冲确定的信号电平判决时刻能准确地区分出高、低信号电平判决时刻能准确地区分出高、低电平，就能无差错地恢复出发送的数据序电平，就能无差错地恢复出发送的数据序列，然后进行码型译码，还原成基本的列，然后进行码型译码，还原成基本的NRZ码。码。在图在图6-13上注明的发送滤波、传输信上注明的发送滤波、传输信道和接收滤波的复频率特性分别为道和接收滤波的复频率特性分别为G()，C()和和R()，因此，整个系统的传输特性因此，整个系统的传输特性H()为为H()=G()C()R()满足
16、式满足式(6-15)条件的基带传输系统总条件的基带传输系统总特性特性H()的实现方法理论上有无数多种，的实现方法理论上有无数多种，理想低通型是最基本的一种，截止边沿呈理想低通型是最基本的一种，截止边沿呈奇对称滚降型是普遍采用的一大类，下面奇对称滚降型是普遍采用的一大类，下面分述之。分述之。由图由图6-14可见，理想低通滤波可实现可见，理想低通滤波可实现无码间干扰的效果，而且结合这时的系统无码间干扰的效果，而且结合这时的系统冲激响应冲激响应h(t)容易理解其原理。图容易理解其原理。图6-15所示所示的为实际的、无负频率的理想低通特性及的为实际的、无负频率的理想低通特性及其冲激响应其冲激响应h(t
17、)的波形。的波形。图图6-15 理想低通及其冲激响应理想低通及其冲激响应在数字视频、音频和数据的基带传输在数字视频、音频和数据的基带传输实际系统中，根据传输信道的特性和系统实际系统中，根据传输信道的特性和系统质量要求，应用着一些不同的质量要求，应用着一些不同的值，如下所值，如下所述。述。在在DVB-S系统中，当基带信号对高频系统中，当基带信号对高频载波进行载波进行QPSK调制之前，使调制信号调制之前，使调制信号I和和Q先受到升余弦平方根滚降滤波，滚降系先受到升余弦平方根滚降滤波，滚降系数数0.35。滤波特性的理论函数规定如下：滤波特性的理论函数规定如下：)1(,0)1()1(,sin2121)
18、1(,1)(21NNNNNNfffffffffffHDVB-C系统中，在基带信号对高频载系统中，在基带信号对高频载波进行波进行QAM调制之前，使调制信号调制之前，使调制信号I、Q先先受到受到0.15的升余弦平方根滚降滤波，理的升余弦平方根滚降滤波，理论函数如同式论函数如同式(18)，只是，只是0.15，数值小。数值小。从原理上看，数字调制与模拟调制没从原理上看，数字调制与模拟调制没有根本上的差别。模拟调制中是由模拟信有根本上的差别。模拟调制中是由模拟信号的瞬时值改变载波信号的某个参量号的瞬时值改变载波信号的某个参量(幅度、幅度、频率或相位频率或相位)实现载波调制的，模拟信号在实现载波调制的，模
19、拟信号在时间上和幅度上都是连续的，所以载波信时间上和幅度上都是连续的，所以载波信号的调制参量也是连续变化的。号的调制参量也是连续变化的。图图6-17所示的为所示的为ASK，FSK和和PSK的的简单例子。简单例子。图图6-17 数字调制的三种键控方式示例数字调制的三种键控方式示例多进制调制中，每若干个多进制调制中，每若干个(比如比如k个个)比比特构成一个符号，得到一个个特构成一个符号，得到一个个2k M进制进制的符号而后逐个符号对高频载波作多进制的符号而后逐个符号对高频载波作多进制的的ASK，FSK或或PSK调制。符号率的单位为调制。符号率的单位为符号符号/秒秒(Symbol/s)，也称为波特也
20、称为波特(baud)，已已调波的高频调制效率这时用调波的高频调制效率这时用baud/Hz表示。表示。2ASK是二进制幅度键控，由二进制是二进制幅度键控，由二进制数据数据1和和0组成的序列对载波进行幅度调制。组成的序列对载波进行幅度调制。2ASK可以表示成一个单极性矩形脉冲序列可以表示成一个单极性矩形脉冲序列与一个正弦型载波的相乘，即与一个正弦型载波的相乘，即tnTtgatecnsncos)()(0MASK表示多电平表示多电平(M个电平个电平)的的ASK，比如将串行数据流经并行变换后形成比如将串行数据流经并行变换后形成k路的路的并行比特数据流，再进行并行比特数据流，再进行D/A转换和转换和ASK
21、，则成为则成为2k M电平的电平的ASK。2PSK是二进制相移键控，也可记作是二进制相移键控，也可记作BPSK，由二进制数据由二进制数据+1和和-1对载波进行相对载波进行相位调制。位调制。2PSK可以表示成下式：可以表示成下式：tnTtgatecnsncos)()(0预先设定比如下面的预先设定比如下面的值：值：0表示当前比特码元为表示当前比特码元为“0”表示当前比特码元为表示当前比特码元为“1”数字序列与数字序列与2DPSK载波信号相位之间载波信号相位之间的关系式可用下面的例子表示：的关系式可用下面的例子表示：数字序列数字序列 0 0 1 1 1 0 1 0 12DPSK相位相位 0 0 0
22、0 0 0 或或 0 0 0 02DPSK信号中，数字信息是由前后码信号中，数字信息是由前后码元已调相信号相位之间的变化表示的，因元已调相信号相位之间的变化表示的，因而即使应用相位有而即使应用相位有0，模糊度的参考载波模糊度的参考载波进行相干解调，也不影响相对相位关系。进行相干解调，也不影响相对相位关系。在相移键控在相移键控(PSK)调制中，最常用的调制中，最常用的是四相移相键控是四相移相键控(4PSK或或 QPSK)和差分四和差分四相移相键控相移相键控(4DPSK或或DPSK)方式。方式。关于关于QPSK信号的解调，由于信号的解调，由于QPSK信信号可看成是两个正交号可看成是两个正交2PSK
23、信号的合成，所信号的合成，所以可采用以可采用2PSK信号的解调方法进行解调，信号的解调方法进行解调，即由两个即由两个2PSK相干解调器构成解调电路，相干解调器构成解调电路，其组成方框图如图其组成方框图如图6-28所示。所示。图图6-28 QPSK解调电路框图解调电路框图现在，再讨论现在，再讨论DQPSK信号的产生。信号的产生。DQPSK与与QPSK相比较，是以前后符号间相比较，是以前后符号间调相波的相位差来反映当前调制符号的数调相波的相位差来反映当前调制符号的数据的。据的。DQPSK信号的解调方法与信号的解调方法与2 DPSK信信号解调方法类似，也有极性比较法和相位号解调方法类似，也有极性比较
24、法和相位比较法两种方式。比较法两种方式。从上面可以看出，四相调制从上面可以看出，四相调制(QPSK和和DQPSK)与二相调制与二相调制(2PSK和和2DPSK)相比相比较，四相信号是以两个比特组成一个符号，较，四相信号是以两个比特组成一个符号，在相同的已调相波频带下，其信息速率比在相同的已调相波频带下，其信息速率比二相信号高一倍。二相信号高一倍。前面介绍过前面介绍过MASK(多进制幅度键控多进制幅度键控)，即以多种符号电平即以多种符号电平(1、3、5)对对sinct或或cosct载波进行幅度调制，这时的载波进行幅度调制，这时的星座图是在水平轴星座图是在水平轴(I轴，载波为轴，载波为sinct时
25、时)或或垂直轴垂直轴(Q轴，载波为轴，载波为cosct时时)上呈线状分上呈线状分布的若干个布的若干个(M个个)矢量端点。矢量端点。图图6-31 8PSK调制电路框图和星座图调制电路框图和星座图MQAM信号的已调载波矢量可充分利信号的已调载波矢量可充分利用整个调制平面，在相同的平均载波功率用整个调制平面，在相同的平均载波功率下对于相同的下对于相同的M值可使值可使MQAM的抗干扰能的抗干扰能力强于力强于MASK和和MPSK。从图从图6-32(a)，(b)所示的星座图看，所示的星座图看，16PSK与与16QAM的载波调制矢量都有的载波调制矢量都有16个个端点，因而也有相同的高频载波带宽效率端点，因而
26、也有相同的高频载波带宽效率(bit/s/Hz)，但在抗干扰能力上是有差别的。但在抗干扰能力上是有差别的。图图6-32 16PSK和和16QAM的星座图的星座图6.2.2节中的节中的MASK调制方式采用多电调制方式采用多电平基带信号对一个高频载波进行平衡调制平基带信号对一个高频载波进行平衡调制时，得到多种幅度的高频已调波。时，得到多种幅度的高频已调波。一般地，调制框图如图一般地，调制框图如图6-37所示。所示。图图6-37 MASK调制器一般框图调制器一般框图在在MQAM(M=L2，L=2，4，8，16)调调制方式中，输入数据流以制方式中，输入数据流以log2L一组分为两一组分为两路信号路信号I
27、和和Q，每一路各有每一路各有L种电平，两路种电平，两路信号分别对正弦和余弦的高频载波进行正信号分别对正弦和余弦的高频载波进行正交调制并相加合成交调制并相加合成L2-QAM信号信号(4 QAM，16 QAM，64 QAM或或256 QAM信号信号)。为解决这个问题，可以扩大符号周期，为解决这个问题，可以扩大符号周期，使其大大超过多径反射的延时时间，于是，使其大大超过多径反射的延时时间，于是，一定距离内来的一次、二次或多次反射波一定距离内来的一次、二次或多次反射波其迟后于直达波的时间将只占据符号周期其迟后于直达波的时间将只占据符号周期的很小一部分时间，码间干扰问题变得十的很小一部分时间，码间干扰问
28、题变得十分微小而不致造成误码了。分微小而不致造成误码了。要将高码率要将高码率Rb降低几千倍，就需使串降低几千倍，就需使串行数据流经串行数据流经串/并变换器变换成几千路并行并变换器变换成几千路并行比特流，每路比特流的码率比特流，每路比特流的码率Rb便是原码率便是原码率Rb 的几千分之一，符号周期相应地扩大几的几千分之一，符号周期相应地扩大几千倍。千倍。如上面所述，为了解决高速率数据在通过如上面所述，为了解决高速率数据在通过开路通道传输时因多径效应引入的码间干扰问题，开路通道传输时因多径效应引入的码间干扰问题，采取的一种方法是在规定的高频带宽采取的一种方法是在规定的高频带宽B内均匀安内均匀安排以排
29、以N=2r个子载波，同时将高码率的串行数据流个子载波，同时将高码率的串行数据流经串经串/并变换器分路成并变换器分路成N个并行支路，使支路的码个并行支路，使支路的码率相应地大为降低，然后由率相应地大为降低，然后由N路符号路符号(每符号由每符号由2，4或或6比特组成比特组成)分别对分别对N个子载波进行调制个子载波进行调制(4PSK，16QAM或或64QAM)，再将各路已调波混合，便可再将各路已调波混合，便可得到总带宽为得到总带宽为B、频分复用的频分复用的FDM信号。信号。接收端对此接收端对此OFDM信号的解调是调制的逆信号的解调是调制的逆过程，解调器的原理框图如图过程，解调器的原理框图如图6-40
30、所示。所示。图图6-40OFDM信号解调器原理框图信号解调器原理框图OFDM调制方式很好地克服了高码率调制方式很好地克服了高码率数据流在多径传播环境下引起的码间干扰数据流在多径传播环境下引起的码间干扰问题。问题。按照上述的按照上述的OFDM调制解调原理和图调制解调原理和图6-39和图和图6-40所示的框图，在发送端和接所示的框图，在发送端和接收端都需要有收端都需要有N个等级差频率的振荡器，个等级差频率的振荡器，而而N值可能是两千多甚至八千多，显然难值可能是两千多甚至八千多，显然难以实际做到。以实际做到。按照上述的按照上述的OFDM调制解调原理和图调制解调原理和图6-39和图和图6-40所示的框
31、图，在发送端和接所示的框图，在发送端和接收端都需要有收端都需要有N个等级差频率的振荡器，个等级差频率的振荡器，而而N值可能是两千多甚至八千多，显然难值可能是两千多甚至八千多，显然难以实际做到。以实际做到。式中，式中，sk(t)为用复数表示的载频为用复数表示的载频k的的已调波函数，已调波函数，Ak(t)为已调波的幅度，为已调波的幅度，k(t)为已调波的相位。为已调波的相位。ttjkkkketAts式式(6-44)正是离散傅立叶反变换的一正是离散傅立叶反变换的一般表示式，已知等式右边的频域函数就可般表示式，已知等式右边的频域函数就可以计算出左边的时域函数。以计算出左边的时域函数。因此，因此，OFDM调制器实际框图如图调制器实际框图如图6-41所示。所示。10)(1)(102NnekSNnsNkNnkj图图6-41 利用利用IFFT运算实现运算实现OFDM调制框图调制框图OFDM的概念早在的概念早在20世纪世纪60年代已经年代已经提出，但在通信数据传输中得到实质性应提出，但在通信数据传输中得到实质性应用则是用则是80年代里大规模集成电路技术发展年代里大规模集成电路技术发展之后，它使之后，它使IFFT和和FFT可通过电路设计由可通过电路设计由硬件来快速实现，满足实际运行中精度和硬件来快速实现，满足实际运行中精度和速度的要求。速度的要求。
