1、返回图8-2 零电流开通和关断 返回a零电压开关准谐振电路；b零电流开关准谐振电路；c零电压开关多谐振电路图 8-3 准谐振电路的基本开关单元a）零电压开关PWM电路的基本开关单元 b）零电流开关PWM电路的基本开关单元图8-4 零开关PWM电路的基本开关单元返回图8-6 串联谐振电路21()11rrrrrrsCY ss L CsRCsLRC s （8-1）它是复频率sj的函数，令2rRL，rrrCL1，则有 2212()2rsY sR ss （8-2）1()srrZssLRC s （8-3）其中rrrCL1是谐振角频率，12rrrfL C是谐振频率，谐振频率仅仅与谐振电容rC和谐振电感rL有
2、关，与电容电压和电感电流的初始状态无关。当rsj时，电路谐振，此时1()Y sR，即电路为纯阻性质，电感和电容阻抗相互抵消。定义串联谐振电路的品质因数为 2rrrLQR （8-4）由于谐振时1()Y sR，因此谐振时负载R上的电压等于电源电压，s是输入正弦电源的频率，谐振时sr，sinRsamruuUt （8-5）sinamrRLrUtiiR （8-6）电容和电压可写为 222222222()()()()12()22()2()2scrrsrrrsrrrrsrUs Y sI sUssCsCsUsRC s ssUsRCssUsss （8-7）于是有 222()()2crsrUsUsss （8-8）
3、当谐振时，即rsj时 222()()22crrsrUsQUsss （8-9）即谐振时电容（电感）上的电压为输入电压的Q倍。s是输入正弦电源的频率，从公式（8-3）可得 2222211()()11()(1)rrssrrrrssrrrssrsrL CZ ssLRRjLC sL CRjLRjL （8-10）当电源电压频率和谐振频率相等时，即sr时，回路阻抗为sZR。当sr，2110sr，式（8-10）电感和电容部分可写为 21(1)eqsrssrjLjL （8-11）等效电感为 21(1)eqrsrLL （8-12）即当sr时，谐振回路呈感性负载特征。当sr，2110sr，式（8-10）电感和电容部
4、分可写为 2222221(1)1(1)11()1111()rrsrsrsrsrssrsrsrsrrsrrsrsrseqssrLLLjLjjLCL CjjCjCCjCj 等效电容为 21()reqsrCC （8-14）回路呈容性负载特征。当输入为交流方波电压时，只要sr，而且Q足够大时，电流Lri中的谐波分量很少，而且电流非常接近正弦波，所以有 1sin41sinssdLrssVtUitZR （8-15）其中1sV为方波电压基波分量的幅值，dU为方波电压的幅值，在这种情况下谐振槽路电流Lri与方波电压同相，因此可以利用电路的谐振特性来滤除谐波。TdUt2TdU4dUR4dURLri感 性 载容
5、性 载 图 8-7 电流的相位和输入频率之间的关系 当电源频率大于谐振频率时，等效电路呈感性载，显然在sr时，输出电流中包含了丰富的谐波，其基波电流为 11sinLrLrsiIt 其中12411dLreqUIRLR，1taneqLR，显然感性载时候，其波形的幅值比谐振时的幅值要小，且滞后于电压波形。如图 8-7 所示。图8-8 感性负载时的工作过程123456ABCD654321DCBATitleNumberRevisionSizeBDate:11-Mar-2008Sheet of File:E:?15kw?f.ddbDrawn By:L4216357S1G1G2GNDLCCRBGNDHS2D
6、1D2图8-9 容性负载时的工作过程123456ABCD654321DCBATitleNumberRevisionSizeBDate:11-Mar-2008Sheet of File:E:?15kw?f.ddbDrawn By:L4216357S1G1G2GNDLCCRBGNDHS2D1D212CC-565.00565.000499.00m499.50m499.20m2DGraphCon1 (T2.V).R_Loa.谐振时负载电流和电压-1.40k1.94k01.00k499.00m499.50m499.20m C1.V V谐振时C1上电压：60216000 49.47 104.971LQR0
7、*4.97 4001940LVcUVR-565.00565.00099.00m99.50m99.20m2DGraphCon1 (T2.V).R_Loa.小于谐振频率时负载电压和电流小于谐振频率时：T1电流及反并联二极管电流小于谐振频率时：T2电流及反并联二极管电流-2.00332.00100.00200.0099.00m99.50m99.20m99.30m T1.I A D07.I A-2.00332.00100.00200.0099.00m99.50m99.20m99.30m T2.I A D08.I A-1.40k1.94k01.00k99.00m99.50m99.20m99.30m C1
8、.V V小于谐振时C1上电压-1.40k1.94k01.00k99.00m99.50m99.20m99.30m C2.V V小于谐振时C2上电压-94.00158.00-50.00050.00100.0039.00m39.20m39.05m39.10m39.15m工作频率15.5kHz,直流母线电流 BUSCURRENT.I A-94.00130.00-50.00050.0039.00m39.20m39.05m39.10m39.15m工作频率12kHz,直流母线电流 BUSCURRENT.I A小于谐振频率时直流母线电流-565.00565.00099.00m99.50m99.20m2DGra
9、phCon1 (T2.V).R_Loa.大于谐振频率时负载电压和电流-100.00300.000100.00100.00m100.50m100.20m大于谐振频率时的T1及反并联二极管电流 T1.I A D07.I A-100.00300.000100.00100.00m100.50m100.20m大于谐振频率时的T2及反并联二极管电流 T2.I A D08.I A-1.38k1.94k01.00k100.00m100.50m100.20m大于谐振频率时的C1及C2电压 C1.V V C2.V V-93.00150.00-50.00050.00100.0039.00m39.20m39.05m3
10、9.10m39.15m工作频率16.5kHz,直流母线电流 BUSCURRENT.I A-122.00137.00-50.00050.0039.00m39.20m39.05m39.10m39.15m工作频率25kHz,直流母线电流 BUSCURRENT.I A-94.00160.00050.00100.0039.00m39.20m39.05m39.10m39.15m直流母线电流，R=1欧姆 buscurrent.I A谐振时母线电流-93.00150.00-50.00050.00100.0039.00m39.20m39.05m39.10m39.15m?16.5kHz,?BUSCURRENT.I
11、 A -94.00158.00-50.00050.00100.0039.00m39.20m39.05m39.10m39.15m?15.5kHz,?BUSCURRENT.I A-100.00139.00-50.00050.0039.00m39.20m39.05m39.10m39.15m?18kHz,?BUSCURRENT.I A -94.00130.00-50.00050.0039.00m39.20m39.05m39.10m39.15m?12kHz,?BUSCURRENT.I A-122.00137.00-50.00050.0039.00m39.20m39.05m39.10m39.15m?25k
12、Hz,?BUSCURRENT.I A -94.00130.00-50.00050.0039.00m39.20m39.05m39.10m39.15m?10kHz,?BUSCURRENT.I A 图 4 0的直流母线电流 图 5 0的直流母线电流 Fig4 DC bus circuit,When0 Fig3 DC bus circuit,When0 0 0 0 工作频率 2f，单位 KHz 10 12 15.5 16 16.5 18 25 母线电流最大值(单位 A)40 60 158 160 150 100 40 母线电流大于零时间(单位：开关周期 T)0.55 0.7 0.9 1 0.9 0.7
13、5 0.55 图 8-10 中给出了与负载串联的串联谐振变换器，有两种拓扑类型，一种是半桥式，另外一种是全桥式。其中负载LR是通过整流电路和谐振串联，也可以首先通过变压器，再通过整流桥与负载相连，变压器起到电压匹配和隔离的作用。与传统的桥式变换器比较，增加了谐振电容rC和谐振电感rL。Q1Q2D1D2ABBfCLRrLrCOVsVQ4Q2ABBfCLRrLrCOV+-sVQ1Q3 半桥式 全桥式 图 8-10 串联负载串联谐振变换器 Q2从图 8-11 可以看到，这四个开关模态的电路结构完全一样，只是电源电压不同，因此可以统一为一个电路模型，如图 8-12 所示。对于图 8-11()a的开关模
14、态，等效电源电压为2ESOVVV，谐振电流0Lri；对于图 8-11()b的开关模态，等效电源电压2ESOVVV，0Lri；对于 图8-11()c的 开 关 模 态，等 效 电 源 电 压2ESOVVV，0Lri；对于图 8-11()d的开关模态，等效电源电压2ESOVVV，0Lri；用统一的的电源电压EV表示，图 8-12 所表示的微分方程的解为 LrirCCrvrLEV+-图 8-12 不同开关模态的统一等效电路 0000cossinECrLrLrrrrVViIttttZ （8-18）0000()cossinCrEECrrrLrrvVVVttZ Itt （8-19）式中rrrLZC，0Lr
15、I和0CrV分别为每个开关模态开始时的电感初始电流和电容初始电压。只要根据不同的状态，代入相应的等效电压EV，就得到各个不同开关模式下微分方程的解。根据开关频率sf的不同，变换器有三种工作方式，第一种情况12srff（rf为谐振频率），电流断续工作方式；第二种情况12rsrfff、电流连续工作方式；第三种情况srff、电流连续工作方式。1、当、当12srff时，逆变器工作在电流断续的工作状态时，逆变器工作在电流断续的工作状态 开关模态 1，参考图 8-11a，对应于01,t t，电感电流的初始值为0()0Lrit，电容电压的初始值为0()2CrovtV，0t时刻开通1Q，由于此时0Lri，1Q
16、是零电流开通，Lri开始增加，电容电压0()Crvt也开始增加，解微分方程得 012sinsoLrrrVVitttZ （8-20）011()cos22CrSOSOrvtVVVVtt （8-21）经过1122rrTf时间，谐振电感电流1()0Lrit，此时1()CrsvtV，开关模态 1 结束，持续时间为1212rtT，即谐振周期的一半。开关模态 2，参考图 8-11b，对应于12,t t，初始条件为1()0Lrit，1()CrsvtV，在此模态中Lri反方向流动，1D导通，将1Q两端电压箝位在 0 伏，解微分方程得 112sinsoLrrrVVitttZ （8-22）111()cos22CrS
17、OOSrvtVVVVtt （8-23）经过1122rrTf时间，在2t时刻，谐振电感电流2()0Lrit，此时2()2CrovtV，开关模态 2 结，持续时间为1012rtT，即谐振周期的一半。开关模态 3，对应于23,t t，此时1Q和2Q均不工作，所有的开关管和二极管都关断，初始条件为1()0Lrit，1()2CrovtV保持不变，负载电流由滤波电容提供。在3t时刻，即12sT时刻，开关2Q零电流导通，开始了另外一个半个周期的工作，运行原理与上述类似。从上面分析可以看出，当12srff时，谐振电感电流断续工作。通过控制开关模态 3的持续时间，就可以调节输出电压oV。2、当当12rsrfff
18、时时，电电流流为为连连续续工工作作方方式式 如果开关频率提高，达到12rsrfff运行范围，变换器为电流连续工作模式，图 8-14 给出了这种工作方式下的主要波形。在一个开关周期中，有四种工作模式，分析如下。开关模态 1，参考图 8-11a，对应于01,t t，谐振电感的初始条件为01()LrLritI，流过二极管2D，01()CrCrvtV，在0t时刻，谐振电感电流Lri通过2D流通，当 Q1 开通时，2D立即截止，由于 D2 存在反向恢复电流，且该电流流过 Q1，在 Q1 中产生很大的电流尖峰，因此 Q1 是在硬开关条件下开通，存在开通损耗，解微分方程得 110012cossinsoCrL
19、rLrrrrVVVitIttttZ （8-24）101011()cossin22CrSOSOCrrrLrrvtVVVVVttZ Itt （8-25）在1t时刻，谐振电感电流1()0Lrit，此时12()CrCrvtV，开关模态 1 结束 开关模态 2，参考图 8-11b，对应于12,t t，谐振电感电流Lri开始反向，通过 D1 续流，把开关管 Q1 两端的电压钳位在零，因此 Q1 可以在零电压/电流下关断。初始条件为1()0Lrit，12()CrCrvtV，解微分方程得 1Q2QABVBBVLriCrvtttttt2Q1Q1D2D1t0t3t2t4tsT2CrV1CrV1LrI1LrI1Cr
20、V2CrV开关周期 图 8-14 工作频率为（12rsrfff）主要波形（电流连续）1012sinsoCrLrrrVVVitttZ （8-26）2011()cos22CrSOSOCrrvtVVVVVtt （8-27）在2t时刻，即12sT时刻，谐振电感电流Lri为负，大小为 21LrLritI，此时谐振电容电压为 22111()cos22CrSOSOCrCrvtVVVVVV （8-28）其中12arcsin12rLrSOCrZ IVVV。开关模态 2 持续的时间为r 在2t时刻，2Q导通，1D截止，存在反向恢复电流，且该电流流过 Q2，在 Q2 中产生很大的电流尖峰，因此 Q2 是在硬开关条件
21、下开通，存在开通损耗。从上面的分析可以看到，当开关频率达到12rsrfff时，谐振电感电流连续工作，开关器件为零电压/零电流关断，但是在硬开关条件下开通，存在着开通损耗。反并联二极管为自然开通，但是关断时有反向恢复电流。3、高于谐振工作频率，即、高于谐振工作频率，即srff 如果开关频率进一步提高，达到srff的范围，此时电流超前电压，变换器的电流为连续模式。图 8-15 给出了主要波形。在一个开关周期中，有四种模态。1Q2QABVBBVLriCrvtttttt2Q1Q1D2D1t0t4t3t2t5tsT2CrV1CrV1LrI1LrI1CrV开关周期1D2CrV 图 8-15 电流连续工作方
22、式（srff）下的主要波形 开关模态 1，参考图 8-11b，对应于01,t t，谐振电路的初始条件为01()LrLritI，01()CrCrvtV，在0t时刻，谐振电感电流Lri通过 D1 流通，Q1 两端的电位被钳位在零，Q1可以零电压/零电流开通，虽然 Q1 开通，但是其中没有电流流过，解微分方程得 110012cossinsoCrLrLrrrrVVVitIttttZ （8-29）101011()cossin22CrSOSOCrrrLrrvtVVVVVttZ Itt （8-30）在1t时刻，谐振电感电流上升到零，即1()0Lrit，此时12()CrCrvtV，开关模态 1结束。开关模态
23、2，参考图 8-11a，对应于12,t t，谐振电感电流Lri开始通过 Q1 正向流动，D1 自然关断。初始条件为1()0Lrit，12()CrCrvtV，解微分方程得 2012sinsoCrLrrrVVVitttZ （8-31）2011()cos22CrSOSOCrrvtVVVVVtt （8-32）在2t时刻，即12sT时刻，谐振电感电流Lri为正，大小为 21LrLritI，流过 Q1，此时谐振电容电压为正，21()CrCrvtV 22111()cos22CrSOSOCrCrvtVVVVVV （8-33）其中 12arcsin12rLrSOCrZ IVVV 开关模态 2 持续的时间为r。在
24、2t时刻1Q关断，Lri流过1Q，1Q为硬关断。从上面的分析可以看到，当开关频率达到srff时，谐振电感电流连续工作，开关器件为零电压/零电流开通，但是在硬开关条件下关断，存在着关断损耗。反并联二极管为自然开通，但是关断时有反向恢复电流。并联谐振电路如图 8-16 所示，电流源si为正弦波，其导纳 siLriCrvrLrCR 图 8-16 并联谐振电路 图 8-16 并联谐振电路 11()rrY ssCsLR （8-34）阻抗为 21()/rrrrrrrL RsZsL sRsCRL C sL sR （8-35）令rrrCL1，rrQRC，则式（8-35）可写为 222()1rrrrrrrrsL
25、 RsQZ sssRL C sL sRQ （8-36）比较式（8-1）和（8-36）可知，只是系数不同。当r时，电路谐振，rsj，()rZsR，也就是说，谐振时负载R中的电流等于电源电流sinsMiIt，rrL C并联槽路相当于开路，但L和C中都流过很大的电流，此时整个槽路的阻抗为纯阻性。通过L和C中的电流为电流源的Q倍，谐振时槽路电压为sinCrMrvRIt,所以LCMrIII RC。当r时，rrL C并联槽路的作用相当于一个电容，它同R并联，起分流作用，这样流过电阻的电流减少，槽路电压也降低，整个槽路呈容性，槽路电压滞后于电流 当r时，rrL C并联槽路的作用相当于一个电感，它同R并联，起
26、分流作用，这样流过电阻的电流减少，槽路电压也降低，整个槽路呈感性，槽路电流滞后于电压。与串联谐振电路一样，谐振槽路连接着电压源开关网络和二极管网络，并联负载串联谐振 DC-DC 变换器有两种结构，如图 8-17 所示，一种是半桥式，一种是全桥式。负载电路通过整流桥直接与谐振电容rC并联，也可以首先通过变压器，再通过整流桥与负载连接，变压器作用是电压匹配和电气隔离功能。Q1Q2D1D2ABBfCLRrLrCsVQ4Q2ABBfCLRrLrCsVQ1Q3fLfL 图 8-17 并联负载串联谐振变换器 并联负载串联谐振变换器的输出滤波采用电感，滤波电感fL一般比较大，因此输出部分可以用恒流源EI替代
27、。随着整流桥导通模式的不同，EI可以看作一个180o宽的交流方波电流。与串联负载串联谐振变换器一样，对于不同的开关模态，其结构完全一样，只是电压源电压和电流源的电流不同而已，因此可以统一为一个电路，如图 8-18 所示。等效电源电压EV、等效电流源EI与导通器件和谐振电容电压关系如表8-1 所示。表 8-1 等效电源电压EV、等效电流源EI与导通器件和谐振电容电压关系 导通器件 谐振电容电压 等效电源电压EV 等效电流源EI 11()Q D 0Crv 12SV EOII 11()Q D 0Crv 12SV EOII 22()Q D 0Crv 12SV EOII 22()Q D 0Crv 12S
28、V EOII 谐振电感rL电流，谐振电容rC电压为 00()cossinsCrLrELrErrrVViIIIttZ （8-37）00()cos()sinCrEECrrrLrErvVVVtZIIt （8-38）串联负载串联谐振变换器和并联负载串联谐振变换器的共同特点是：E 类变换器是单开关电路，具有最小的开关损耗，电路由一个电流源、一个与电容并联开关、一个串联的谐振槽路、负载（阻性负载或电压源负载），它是三阶的谐振变换器，图 8-19 为E 类 DC-DC 变换器。gI2L1C2CR 图 8-19 E 类 DC-DC 变换器 E 类逆变器的工作状态可以分为三种，即最佳工作状态、准最佳工作状态和偏
29、离这两种状态的失调状态。E 类逆变器工作在最佳状态下须满足的条件，也可以说是 E 类逆变器(变换器)区别与其它的逆变器(变换器)的特征如下面的等式所示：22200CEtCEtCEtvdvdtdvMdt （8-39）其中CEv为系统开关元件上的电压，开关元件在2t时开通，式（8-39）第一式表示开关元件开通时刻的电压为零，第二式表示开关元件开通时刻电压对时间的导数为零，第三式表示开关元件关断时刻之后的电压上升率为有限值。图 8-20 给出了 E 类逆变器的实际电路拓扑。其中 a 为电路原理图，b 为理想状态下的等效电路模型。开关元件 Q 受驱动信号的控制周期性地开通和关断。图 8-19 中电流源
30、用一个电感量足够大的电感 Ll 代替，阻止高频电流通过，使流过的电流为一个恒定值。在 Q 导通期间，L2、C2、R 组成一个谐振回路，这个谐振回路的品质因数值足够高，保证其中的电流为近似正弦波。当 Q 关断时，L2、C2、R 谐振回路中的电流流入 Cl，L1 中的直流电流由 Q切换到 Cl 中。L2、C2 为谐振元件，在 R 上产生高频的正弦波输出。Cl 为外加电容，目的是使开关管 Q 工作在理想状态。图 8-20 E 类逆变器的电路拓扑 当 Q 导通时，Ll 中的电流全部流过 Q，由于 L2、C2 在开通之前己经储存了能量，这时 L2、C2、R 就形成了一个闭合的谐振回路，这个谐振回路的品质
31、因数值足够高，R 上就得到一个近似正弦波输出。此时通过 Q 的电流则为 Ll 中的电流与 L2、C2、R 谐振回路中的电流之和。当 Q 关断时，因为 Q 的两端并联着一个较大的电容 Cl，Cl 上的电压由零缓慢上升，从而使Q 在关断电流拖尾期间，两端的电压上升幅值受限，从而大大降低了关断损耗。关断期间，L2、C2、R 和 Cl 形成了一个闭合的谐振回路继续谐振，Ll 对谐振回路充电，补充谐振能量。当 Cl 上的电压又谐振到零时，Q 导通，从而实现了开关管 O 的零电压开通，且大大降低了开通损耗。至此，电路完成了一个完整周期的工作，在 R 上得到了一个完整的近似正弦波输出 图8-21 E类逆变器
32、开关元件在三种工作状态下其两端电压的示意图 E 类逆变器在工作时会出现三种不同的工作状态，图 8-21 给出了开关元件在三种工作状态下其两端电压的示意图。其中 1 为最佳工作状态波形，2 为准最佳工作状态波形，3 为失调状态波形。在品质因数 Q 和占空比 D 一定的时候，产生上述三种状态的原因主要是由负载引起的。E 类变换器的工作状态受负载的影响很大。返回在单管构成的谐振变换器中，利用谐振原理，使开关器件上的电压或电流按正弦规律变化，从而创造了零电压或零电流的条件，以这种技术为主导的变换器称为准谐振变换器。准谐振变换器分为零电流开关准谐振变换器(Zero-current-switching Q
33、uasi-resonant converters,ZCS QRCs)、零电压开关准谐振变换器(Zero-voltage-switching Quasi-resonant converters,ZVS QRCs)和多谐振变换器（multi-resonant converterMRC）。该变换器是在普通的buck变换器的基础上，通过增加了一个由谐振电感rL和谐振电容rC构成的谐振网络，其余的部分与原来的电路一样。为了便于分析，通常情况下假设滤波电感fL远远大于谐振电感rL；所有的开关管，二极管都是理想器件；所有的电感、电容和变压器均为理想器件；滤波电感fL足够大，在一个周期中，输出电流基本保持OI
34、不变，即可以把fL，fC以及负载看作恒流源；sVrLS1DrCfLfCLROI辅助谐振网络DSiDi1DiLri 图 8-22 零零电电流流开开通通准准谐谐振振变变换换电电路路（Z ZC CS S Q QR RC C）特 征 阻 抗：rrrZLC；谐 振 的 角 频 率：1rrC L；谐 振 频 率 为1 22rrrfC L；谐振周期为2rrrTC L。假定0t 时，S 处于断态，D1 续流。0SLrii，0Crv，把把一个开关周期中的通、断过程可分为 5 个过程可分为 5 个开关状态，等效电路图如图 8-23 所示，其电压、电流波形如图 8-24 所示。rLLrirC1DoIDSsV1Di(
35、a)电感充电阶段01,t trLLrirC1DoIDSsV1Di(b)谐振阶段之一11,bt trLLrirC1DoIDSsVDi(c)谐振阶段之二12,bttrLrC1DoIDSsV(d)电容放电阶段23,t trLrC1DoIDSsV1Di(e)自然续流阶段34,t t 图 8-23 Buck ZCS QRC 个开关模态等效电路 模式 1：对应于01,t t时间段，0t 时，S 导通，加在电感上的电压为输入电压sV，电流Lri从零线性上升到oI，S是零电流开通，1DOLriIi从OI下降到零，二极管 D 自然关断。010()()sLrrsDOrVitttLVitIttL （8-40）开关模
36、态 1 持续的时间为 01rOsL ItV （8-41）模式 2：对应于12,t t时间段，从1t时刻开始，rrL C谐振工作，电压和电流的表达式为 1sinSLrOrVitIttZ （8-42）11 cosCrSvtVtt （8-43）模式 2 持续的时间为1212arcsinrOsL ItV 1t0t4t3t2t5t1at1btSCrvLrittttSvOIsVsV2sV 图图 8 8-2 24 4 零零电电流流开开通通准准谐谐振振变变换换器器波波形形 模式 3：对应于23,t t时间段，由于0Lri，输出滤波电感电流全部通过rC流动，Crv为 22oCrCrrIvtvtttC （8-47
37、）在3t时刻，Crv减小到零，模式 3 持续的时间为 223rCroC VttI 模式 4：对应于34,t t时间段，续流二极管 D1 导电，到4tt时，S 再次被驱动，经历一个完整的周期ST 从上述对零电流准谐振 buck 电路的分析，可以得到如下得结论：在一个开关周期ST中，仅在01,bt t期间电源输出功率，12,btt期间rC向电源回馈能量。当rC、rL的值一定时，谐振周期1/rrTf是不变的，变换电路的开关频率越高，ST就越小，开关管 S 的相对导通时间（电源输出功率的时间）10/bsttT增长，使输出电压、输出功率增大。零电流开关准谐振变换电路只适宜于改变变换电路的开关频率Sf来调
38、控输出电压和输出功率。这里以零电压开关多谐振变换器说明多谐振工作原理。图 8-25a 是 Buck ZVS MRC 电路原理图，图 8-25b 是主要波形。在一个开关周期ST中，变换器有四个开关模态，8-26 是四个模态等效电路模式，为了分析方便，假设 所有器件为理想器件；frLL；fL足够大，在一个开关周期中，可以认为其输出电流不变，电流为oI，因此fL、fC、R可以等效为恒流源。rLLridC1DDSsV1DisCCsvfLfCRoVcdv 图 8-25 Buck ZVS MRC电路原理图 S阴影部分为导通1QDtttttt0t1t2t3t4t5tLroiI2.51.00.02.01.00
39、.02.01.00.01.00.01.00.0SoiI1SsVV1DoiI1DsVV 图 8-25 b Buck ZVS MRC主要波形图 rLdC1DoIDSsV1Di(a)01,t trLdC1DoIDSsV1Di(b)12,t trLdC1DoIDSsVDi(c)23,t trLdC1DoIDSsV(d)34,t tsCCsvsCsCsC 8-26 Buck ZVS MRC 等效电路模式 特征阻抗：rrsdeLZC，rrddLZC，rrssLZC，其中sdesdC CCCC；谐振角频率：1rsdreL C，1rdrdL C，1rsrsL C；开关模态 101,t t，线性阶段，如图 8-
40、26（a）所示。在0t时刻，开关管S开通，此时谐振电感电流Lri流经S的反并联二极管D，S两端电压为零，因此S为零电压开通。在此开关模式中，Lri小于负载电流oI，其差值oLrIi从二极管1D中流过。加在谐振电感两端的电压为输入电压，Lri线性增加：在1t时刻，1()LroitI，续流二极管1D自然关断。开关模态 212,t t，谐振阶段之 1，如图 8-26（b）所示。在此开关模态中，谐振电感rL和谐振电容dC谐振工作 11()sin()1 cos()0sLrordrdCdsrdCsVitIttZvtVttv （8-49）开关模态 323,t t，谐振阶段之 2，如图 8-26（c）所示。在
41、2t时刻，开关管S关断，谐振电容sC也参加谐振，此时sC、dC和rL三个元件共同谐振：222222222222()()cos()1 cos1()()sin11()()sin()()sin()1 cososLrLrrsdrsdsdsscdcdrsddrsdooCsLrrsdrsdrsdssdrsdsddsCdrsdsdI CitItttttCCCVvtvtttCZIIvtItttttttCCCCCCVvtttCC22222221()()()sin()sin()()1 cososCdCdLrrsdrsdrsddrsddsdossCdrsdsdsdICvtvtItttttCC CCICttVvttt
42、CCCC开关模态 434,t t，谐振阶段之 3，如图 8-26（d）所示。在此开关模态中，谐振电感rL和谐振电容sC谐振工作：333333331()()sin()cos()()()cos()sin()0LrsCsrsLrrsrsCsCsrsrsLrrsCditVvtttItttZvtvtttZ Itttv在4t时刻，谐振电容的电压下降到零，S的反并联二极管D导通，此时开通S，即为零电压开通。返回Buck ZCS PWM 变换器原理图如图8-27所示，波形如图8-28所示 谐振电路的特征参数定义如下 特征阻抗：rrrZL C；谐振的角频率：1rrC L。谐振频率为1 22rrrfC L；谐振周
43、期为2rrrTC L。sVrL1S1DrCaSfLfCLRaDOI辅助谐振网络 图 8-27 Buck ZCS PWM 变换器原理图 图中rL和rC是谐振电感和谐振电容。1S是主开关，aS是辅助开关。其中辅助谐振网络由rL、rC和aS构成 模式 1：对应于01,t t时间段，在0t时刻以前，主开关1S和辅助开关aS是关断的，输出滤波电感电流OI通过二极管1D续流，谐振电感电流Lri和谐振电容电压Crv也为零。在0t时刻，主开 010SLrroDOrVitttLVitIttL （8-52）模式 2：对应于12,t t时间段，从1t时刻开始，辅助二极管aD自然导通，rrLC谐振工作，电压和电流的表
44、达式为。1sinSLrOrVitIttZ （8-53）11 cosCrSvVtt （8-54）其中式中rrrLZC，1rrL C，再经过一半的谐振周期，Lri减小到OI，此时2CrSvV 模式 3：对应于23,t t时间段，在此开关模态中，辅助二极管aD自然关断，谐振电容rC没有放电通道，其电压2CrSvV保持不变。谐振电感电流 LrOitI保持不变。模式 4：对应于34,t t时间段，在3t时刻，辅助开关aS开通，rrLC再次谐振工作，谐振电容rC上存储的电荷通过辅助开关aS释放。此时 1sinSLrOrVitIttZ （8-55）11 cosCrSvVtt （8-56）在3at时刻，Lri
45、减少到零，辅助二极管aD导通，Lri反向流动。在4t时刻，Lri再次减少到零。在34,att时段内，Lri通过1S反并联的二极管流动，开关1S中的电流为零，因此1S可以在零电流条件下关断。模式 5：对应于45,t t时间段，在此开关模态中，0Lri，负载电流全部流过谐振电容rC，在5t时刻，谐振电容电压0Crv，1D导通。模式 6：对应于56,t t时间段，输出滤波电感电流OI通过续流二极管1D流通，辅助开关aS可以在零电流/零电压条件下关断。ZCS PWM和ZVS PWM变换器分别是在ZCS QRC 和ZVS QRC 的基础上改进而来的，在 ZCS QRC 的谐振电容上并联一个辅助开关就可以
46、得到 ZCS PWM 变换器，而在 ZVS QRC变换器的谐振电感串联一个辅助开关就可以得到 ZVS PWM 变换器。ZCS PWM 和 ZVS PWM 变换器中，通过辅助开关来控制谐振电容和谐振电感的谐振过程，从而有可能实现PWM 控制。在 ZCS QRC 和 ZVS QRC 变换器中，谐振贯穿于整个变换器的工作过程，而在 ZCS PWM 和 ZVS PWM 变换器中，谐振电感和谐振电容只是在主开关管改变状态时，谐振工作一段时间，并且谐振工作时间只占整个开关周期的一小部分。ZCS PWM 和 ZVS PWM 变换器实现软开关的条件与 ZCS QRC 和 ZVS QRC 变换器一样，谐振元件的
47、谐振频率一般为几 MHz，而 ZCS PWM 和 ZVS PWM 变换器的开关频率一般为几百 KHz，开关频率有所降低，但是由于实现了恒频控制，器件的选择和滤波器设计相对简单。应用广泛的是移相全桥移相全桥 ZVS PWM DC/DC 变换器，由于全桥结构，变换器功率可以做得很大，同时由于采用了变压器，实现了输入和输出隔离，其相应的专用控制芯片为 UC3875。移相全桥移相全桥 ZVS PWM DC/DC 变换器主电路如图 8-29 所示，在一个开关周期中有 12种开关模态，各种开关模式等效原理图如图 8-30 所示 Q1Q3Q2Q4D1D3D2D4C1C3C2C4LrVDr1LfVDr2TAB
48、CfRLVin 图 8-29 全桥 DC/DC 变换器原理图 VinQ1Q3Q2Q4D1D3D2D4C1C3C2C4LrVDr1LfVDr2CfT(c)开开关关模模式式2ABipRLVinQ1Q3Q2Q4D1D3D2D4C1C3C2C4LrVDr1LfVDr2CfT(d)开开关关模模式式3ABipRL Q1Q3Q2Q4D1D3D2D4C1C3C2C4LrVDr1LfVDr2CfT(a)开开关关模模式式0ABVinRLipVinQ1Q3Q2Q4D1D3D2D4C1C3C2C4LrVDr1LfVDr2CfT(b)开开关关模模式式1ABipRL 图 8-30 移相全桥 ZVS PWM DC/DC 变
49、换器在正半周内各个阶段的电路等效图 VinQ1Q3Q2Q4D1D3D2D4C1C3C2C4LrVDr1LfVDr2CfT(e)开开关关模模式式4ABipRLVinQ1Q3Q2Q4D1D3D2D4C1C3C2C4LrVDr1LfVDr2CfT(f)开开关关模模式式5ABipRL Q1Q3Q2Q4D1D3D2D4C1C3C2C4LrVDr1LfVDr2CfT(g)开开关关模模式式6ABipVinRL 在分析原理之前，我们做如下假设：所有的开关管和二极管均为理想元件；所有电感，电容和变压器均为理想元件；13leadCCC，24lagCCC；rL为谐振电感，fL为输出滤波电感，且满足2/frLLK，K
50、是变压器的原副边匝数比。1）开关模态 00t：原边电流pi正半周功率输出过程 如图 8-30（a）所示，在0t时刻之前1Q和4Q导通。初级电流pi流经1Q，谐振电感rL，变压器初级绕组及4Q。整流二极管1VDr导通，2VDr截止。输入电压inV加在变压器初级绕组两端，变压器次级两绕组的上绕组的感应电压加在负载两端，此时2VDr要承受两倍反向次级绕组的感应电压。2）开关模态 1t0t1：超前桥臂谐振过程 电路如图 8-30（b）所示，当初级电流pi在功率输出过程中逐渐升高到最大值pI时，1Q栅极的驱动脉冲变为低电平，1Q由导通变为截止而截断电源供电通路。由于变压器初级绕组中的电流不会突变，仍维持
