1、课程目标课程目标：1：掌握基带传输系统组成及各部分组成。：掌握基带传输系统组成及各部分组成。2：掌握基带信号的时域特征，波型，码型和频谱特征。：掌握基带信号的时域特征，波型，码型和频谱特征。（可以从（可以从 时域窗函数，频域时域窗函数，频域Sa函数的随机序列角度分函数的随机序列角度分 析）析）3：数字基带传输系统的基本模型、码间干扰的概念。数字基带传输系统的基本模型、码间干扰的概念。重重点研究设计基带传输总特性，（可以从频域窗函数，点研究设计基带传输总特性，（可以从频域窗函数，时域时域Sa函数的函数的 随机序列角度分析）随机序列角度分析）4：掌握消除码间干扰和减小加性噪声干扰，提高系统抗：掌握
2、消除码间干扰和减小加性噪声干扰，提高系统抗噪声性能。噪声性能。5：了解估计基带传输系统性能的实验方法：眼图，：了解估计基带传输系统性能的实验方法：眼图，6：了解改善基带传输系统的二个措施：部分响应与均衡：了解改善基带传输系统的二个措施：部分响应与均衡技术的概念。技术的概念。第五章：第五章：数字信号的基带传输数字信号的基带传输v5.1 5.1 概述概述 数字基带传输系统数字基带传输系统 不经过调制和解调而直接传送数字基带信号的通信系统。（短距离传输或较长距离上用中继方式直接传送数字基带信号）。线性频带系统可等效为基带系统研究。特点：丰富低频分量，也可直流分量。限制：距离短，一般有线方式。基带传输
3、系统框图：基带传输系统框图：v信号形成器信号形成器 对基带信号进行必要的处理，使其与 信道特性相适应。v均衡器均衡器 对输入信号作某些处理，以消除或减弱信道所引入的畸变。v过滤器过滤器 滤除加性干扰。v检测器检测器 对多畸变的信号进行“观察”，并根据事先确知的规律对它进 行判决，变换成规则信号。v同步器同步器 同步换取装置，向检测器提供位同步脉冲，向解码器提供帧同步信号。图5-2 基带系统个点波形示意图2E5.2-15.2-1数字基带信号数字基带信号 数字基带信号数字基带信号是数字信息序列的一种由信号表示的形式，它是用不同的电平或脉冲来表示相应的数字消息的，特点是功率谱集中在零点频率附近。几种
4、类型的二进制数字信号：几种类型的二进制数字信号：几种类型的二进制数字信号：1）单极性不归零码单极性不归零码用脉冲宽度等于码元间隔的矩形脉冲的有无表示码 元。这种信号的直流分量不为零。2 2）双极性不归零码）双极性不归零码用宽度等于码元间隔的两个幅度相同但极性相反的矩形脉冲表示码元。其直流分量近似为零。3 3）单极性归零码）单极性归零码与单极性不归零码相似，只是脉冲的宽度小于码元间隔。4 4）双极性归零码）双极性归零码与双极性不归零码相似，只是脉冲的宽度小于码元间隔。5 5）交替极性码）交替极性码用无脉冲表示码元“”，而码 元“”则交替的用正极性脉冲和负极性脉冲表示，其直流分量基本上等于零。6
5、6）差分码（相对码）差分码（相对码）用相邻脉冲极性的改变表 示“”，用极性不改变表示“”。7 7）多电平信号（多元码）多电平信号（多元码)用幅度能取多个值的 脉冲表示多进制的码元。1nnnbab例：一个四电平信号，脉冲幅度能取-3A,-A,A,+3A四个值，分别表示四进码码元的可能取值“0”“1”“2”“3”。多电平信号的传信率较高，然而随着电平数的增加，在同样峰值下，相邻电平的差值减小了，故较易受噪声的影响而抗噪声性能变坏。单极性码含直流分量，不宜在线路上传输，通常只用于设备内部；双极性码和交替极性码的直流分量基本上为零，较适用于在线路中传输；多电平信号，由于它的传信率高及抗噪声性能差，较宜
6、用于要求高传信率而信道噪声较小的场合。基带信号的时域表达方式若数字基带信号中各码元波形相同而取值不同，则可用若数字基带信号中各码元波形相同而取值不同，则可用 表示。式中，表示。式中，an是第是第n个信息符号所对应的电平值（个信息符号所对应的电平值（0、1或或-1、1等），由信码和编码规律决定；等），由信码和编码规律决定；Ts为码元间为码元间隔；隔；g(t)为某种为某种标准脉冲波形，标准脉冲波形，对于二进制代码序列，对于二进制代码序列，若令若令g1(t)代表代表“0”，g2(t)代表代表“1”，5.21nsns ta g tnT 则则 表示符号表示符号“0”表示符号表示符号“1”由于由于an是一
7、个随机量。因此，通常在实际中是一个随机量。因此，通常在实际中遇到的基带信号遇到的基带信号s(t)都是一个都是一个随机的脉冲序列随机的脉冲序列。一般情况下，一般情况下，数字基带信号可用随机序列数字基带信号可用随机序列表示，表示，即即 nns tst 12,snsgtnTag tnTsgtnT 5.2.2基带信号的频谱特性 研究基带信号的频谱结构是十分必要的，通过谱分析，我们可以了解信号需要占据的频带宽度，所包含的频谱分量，有无直流分量，有无定时分量等。这样，我们才能针对信号谱的特点来选择相匹配的信道，以及确定是否可从信号中提取定时信号。数字基带信号是随机的脉冲序列，没有确定的频谱函数，所以只能用
8、功率谱来描述它的频谱特性。方法有二：1：由随机过程的相关函数去求随机过程的功率(或能量)谱密度就是一种典型的分析广义平稳随机过程的方法。但这种计算方法比较复杂。2：一种比较简单的方法是以随机过程功率谱的原始定义为出发点，求出数字随机序列的功率谱公式。方法方法1 1：数字基带信号的功率谱：数字基带信号的功率谱数字基带信号一般是随机信号，其频谱特性必须用功率谱密度来表示。设数字基带信号以某种标准波形 g(t)以码元周期 Ts传送，则数字基带信号可用随机序列表示：其中 是第n个码元脉冲的相对幅度，设 、分别为码元为 “1”和 “0”时，脉冲的相对幅度。nSnS ta g tnT 10 nCaC ，以
9、以概概率率，以以概概率率1 C0 Cna对任意的随机信号s(t)，可把它分解成两部分：其中 是 s(t)的数学期望或统计平均量；是 s(t)与它的数学期望之差。由 S ta tu t a tE S t u tS ta t nSnSnna tE S tEa g tnTE ag tnT 可知：是一个周期为 ，相对幅度为 ，以 为基本脉冲的确定性周期性信号，是随机变化分量.根据信号分析知识，的功率谱密度为：2222naSSnSEaPG nnT a tsT E an sg tnT U t a t其中 是脉冲 的频谱.由上式表明 的统计平均分量 的功率谱密度 是一个以 为包络，角频率为 的离散谱。j t
10、Gg t edt aP 2222nSEaGT 012Snn，g t S t a t根据随机过程理论，的随机变化分量 的功率谱密度为：由此可见，的功率谱是一个连续谱。所以 的功率谱密度就等于：221011uSPCCGT S t u t u t S t 2222210211SaunSSnSSPPPEaG nnTCCGT 2222nSEaGT 221011SCCGT 由此可见:（1）随机数字基带信号的功率谱通常包括离散谱和连续谱两部分。（2）不论离散谱或连续谱，都与基本脉 g(t)的频谱G()及基带信号的形式（即C1和C0）和统计特性（即）有关。在二进制数字通信中码元为“1”的概率与码元为“0”的概
11、率通常是相等的。即于是有：1010112112114nE aCCCC 222210102124SSSnSSPCCG nnCCGTT 所以随机数字基带信号s(t)的功率谱密度可简化为：对单极性数字基带信号，1，0，代入上式得：对双极性数字基带信号，1，0，故得：双极性信号的功率谱中没有离散谱，这是因为双极性信号的统计平均分量为零。222124SSSnSSPG nnGTT 214SSPGT）根据功率谱，可知道信号的功率主要集中在哪个频率范围内，这样就可以考虑系统应有的传输带宽。）单极性信号的功率谱中，含有角频率 的离散谱线，因此接收端如设法把这一成份提取出来，就可得到所需的码元同步信息。功率谱分析
12、的意义：2SST (1)试求此双极性信号的功率谱密度 和近似带（这里规定：即信号功率的集中在-Bs（赫）至+Bs（赫）的范围内）(2)若 取为单极性信号而其它条件不变，则结果又如何？22110.9022SSBSSBPdPd sP S t例5.：设 是某个双极性信号，它的码元间隔为 ，基本脉冲 是幅度为，宽度为 的矩形脉冲，码元为“1”和“0”的概率均为。S tsT g t2sT 其频谱为：解（）由题意知：20Atg tt 其其它它值值2 2 2T 2T 2aGA S 2 2 4 4 此双极性信号的功率谱密度为：近似带宽可视为：22222211244SSSaaSSA TTPGASSTT 2142
13、SSSBTT 2ST 4ST 4ST 8ST 8ST(2)若 为单极性信号，则：22222222()()84164()82164SSSSSaSanSSaSannTA TTAPSnSA TTAnSnS g t可见，此单极性信号的功率谱中不但有连续谱，而且在0、s、3s等处由离散谱线。同样可求得此单极性信号的近似带宽为即以矩形脉冲作为基本脉冲时，数字基带信号的带宽近似为脉冲宽度的倒数。这是一个经常要用到的结果。2142SSSBTT 方法二 基带信号的频谱特性 研究基带信号的频谱结构是十分必要的，通过谱分析，我们可以了解信号需要占据的频带宽度，所包含的频谱分量，有无直流分量，有无定时分量等。这样，我
14、们才能针对信号谱的特点来选择相匹配的信道，以及确定是否可从信号中提取定时信号。另一种比较简单的方法是以随机过程功率谱的原始定义为出发点，求出数字随机序列的功率谱公式。设二进制的随机脉冲序列如图 5-4（a）所示，其中，假设 表示“0”码，表示“1”码。和 在实际中可以是任意的脉冲，但为了便于在图上区分，这里我们把 画成宽度为Ts的方波，把 画成宽度为Ts的三角波。1gt 2gt 1gt 2gt 1gt 2gt 图 5 4 随机脉冲序列示意波形 现在假设序列中任一码元时间 内 和 出现的概率分别为P和1-P，且认为它们的出现是统计独立的，则 可用式(5.2-2)表征，即 其中 nns tst 1
15、2gtgtsT S t 以概率P出现 以概率(1-P)出现 (5.2-4)12,snsgtnTstgtnT 以概率P出现 以概率(1-P)出现 (5.2-4)为了使频谱分析的物理概念清楚，推导过程简化，我们可以把 分解成稳态波 和交变波 。所谓稳态波，即是随机序列 的统计平均分量，它取决于每个码元内出现 的概率加权平均，且每个码元统计平均波形相同，因此可表示成 12,snsgtnTstgtnT 1gt 2gt S t S t u t V t 1215.25ssnnnv tPgtnTP gtnTvt 其波形如图 5-4(b)所示，显然 是一个以 为周期的周期函数。(确定函数)V tsT交变波 是
16、 与 之差，即其中第n个码元为 5.275.28nnnnnutstVtu tut 其中,可根据式 和 表示为 5.245.25nut V t V t S t u t 5.26u ts tV t ,以概率 ,以概率或者写成其中显 然，是 随 机 脉 冲 序 列 ，图 5 -4（c）画 出 了 的一个实现。125.29nnssutagtnTgtnT un t 11212212121111ssssssssssgtnTPgtnTP gtnTPgtnTgtnTpgtnTPgtnTP gtnTP gtnTgtnTp nut 1,1nPPaPP 以概率 以概率 u t u t 下面我们根据式(5.2-5)和
17、式(5.2-8)，分别求出稳态波 和交变波 的功率谱，然后根据式(5.2-6)的关系，将两者的功率谱合并起来就可得到随机基带脉冲序列 的频谱特性。u t V t S t 1.的功率谱密度 由于 是以 为周期的周期信号，故 可以展成傅氏级数 式中 由于在（-Ts/2，Ts/2）范围内（相当n=0）,，所以 121ssnv tPgtnTP gtnT 221 22 25.21115.212tsjsmtnjmfTTv tC efCmv t eT 121v tPgtP gt sV tT V t vPf 12/2212/211sTjmf tmTcpgtp gtedtT 又由于Pg1(t)+(1-P)g2(
18、t)只存在（-Ts/2，Ts/2）范围内，(观察某一点)所以上式的积分限可以改为从-到，因此 21212111sjmf tmssscpgtp gtedtTfpGmfp Gmf 式中 2122tstsjmfsjmfsG mfgt edtG mfgt edt 11SfT 再根据周期信号功率谱密度与傅氏系数Cm的关系式，有 22121vmsmssssmPfcfmffpGmfp Gmffmf 可见稳态波的功率谱Pv(f)是冲击强度取决|Cm|2的离散线谱，根据离散谱可以确定随机序列是否包含直流分量（m=0）和定时分量(m=1)。2.u(t)的功率谱密度Pu(f)u(t)是功率型的随机脉冲序列，它的功率
19、谱密度可采用截短函数和求统计平均的方法来求，参照第2章中的功率谱密度的原始定义式（2.2-15），有 221limTSNE UfNTPu f 其中UT(f)是u(t)的截短函数uT(t)的频谱函数；E表示统计平均；截取时间T是（2N+1）个码元的长度，即 式中，N为一个足够大的数值，且当T时，意味着N。现在先求出频谱函数UT(f)。由式（5.2-8），显然有 125.217Tssnnutun tan gtnTgtnT 215.216sTNT式中 2 2112 222jftjftGfgt edtGfgt edt 于是 22()1212STTTNNjf n m Tm nmN mNUfUf Ufa
20、a eGfGfGfGf 则 2222121)n sjftTTjftSSjf TnUfut edtgtnTg tnTedta eGfGf dt 当 时 以概率以概率 22211mnnPPa aaPP 所以 2221115.221nE aPPP PPP mn 其统计平均为12ssBT 当mn时 所以 2222112110mnE a aPPPPPPPP以概率以概率以概率 222211121mnPPa aPPPPPP 由以上计算可知式(5.2-20)的统计平均值仅在m=n时存在，即 222122122115.223NTnnNE UfE aGfGfNPP GfGf 根据式(5.2-15)，可求得交变波的
21、功率谱 212212211lim15.224uNsNPP GfGfPff PP GfGf 可 见，交 变 波 的 的 功 率 谱 是 连 续 谱，它 与 和 的频谱以及出现概率P有关。根据连续谱可以确定随机序列的带宽。uPf 1gt 2gt 3.的功率谱密度 将式(5.2-14)与式(5.2-24)相加，可得到随机序列 的功率谱密度为 122121215.225suvsssssPfPfPff PP GfGffPGmfP Gmffmf s tu tv t sPf s t上式是双边的功率谱密度表示式。如果写成单边的，则有 22212122212101021,0sssssssPff pP GfGff
22、PGP GffPGmfP Gmffmff 由式(5.2-25)可知，随机脉冲序列的功率谱密度可能包含连续谱 和离散谱 。对于连续谱而言，由于代表数字信息的 及 不能完全相同，故 因而 总是存在的；而离散谱是否存在，取决 和 的波形及其出现的概率P，下面举例说明。12,GfGf uP 12gtgt uvPfPf 12gtgt 例例 5 1 对于单极性波形：若设对于单极性波形：若设 则随机脉则随机脉冲序列的双边功率谱密度为冲序列的双边功率谱密度为 2211sssssmPff PP G ffp G mffmf 等概（P=1/2）时，上式简化为 2221144sssssmpff G ffG mffmf
23、 10,2,gtgtg t（1）若表示“1”码的波形 为不归零矩形脉冲，即 sinSsSaSSTG fTT SfTfT 的取值情况：时，,因此离散谱中有直流分量；为不等于零的整数时，离散谱均为零，因而无定时信号。2gtg t ,ssfmfG mf 000ssamG mfT S 0ssaG mfT Sn m 随机序列的带宽取决于连续谱，实际由单个码元的频谱函数 决定，该频谱的第一个零点在 ，因此单极性不归零信号的带宽为 ，如图 5-5所示。（2）若表示“1”码的波形 为半占空归零矩形脉冲，即脉冲宽度 时，其频谱函数为 22sSTfTG fSa 2gtg t 2sT G fsff ssBf 这时，
24、这时，式（式（5.2-28）变成）变成 2sin1144SSsSSfTPff TffT 图 5 5 二进制基带信号的功率谱密度 的取值情况：的取值情况：时时 因此因此离散谱中有直流分量；离散谱中有直流分量；为奇数时，为奇数时，此时，此时 有离散谱，其中有离散谱，其中 时，时，因而有定时信号；，因而有定时信号；为偶数时，为偶数时，此时无离散谱。，此时无离散谱。0SG mfsT Sa 022STmG mfsSa 022STmG mfsSa ,fmfs G mfs 0,00mG mfsTsSam1m m 这时，式（5.2-28）变成 221162162SSssmTfTmPfSaSafmf 不难求出，
25、单极性半占空归零信号的带宽为 。例 5-2对于双极性波形：若设 ，则 224121sssssmPff PP G ffpG mffmf 12gtgtg t 2ssBf 等概（P=1/2）时，上式变为 若 为高为1，脉宽等于码元周期的矩形脉冲，那么上式可写成 2sssPfT SafT 25.232ssPff G f g t 从以上两例可以看出,得出结论 （1）随机序列的带宽主要依赖单个码元波形的频谱函 数 或 ，两者之中应取较大带宽的一个作为序列带宽。时间波形的占空比越小，频带越宽。通常以谱的第一个零点作为矩形脉冲的近似带宽，它等于脉宽 的倒数，即 。由图 5-5可知，不归零脉冲的 则 ；半占空归
26、零脉冲的 则 。其中 ，位定时信号的频率，在数值上与码速率 相等。12GfGf1sB ,sssTBf 2,12sssTBf1ssfT BR （2）单极性基带信号是否存在离散线谱取决于矩形脉冲的占空）单极性基带信号是否存在离散线谱取决于矩形脉冲的占空比，单极性归零信号中有定时分量，可直接提取。比，单极性归零信号中有定时分量，可直接提取。单极性不归零信号中无定时分量，若想获取定时分量，要进单极性不归零信号中无定时分量，若想获取定时分量，要进行波形变换。行波形变换。0、1等概的双极性信号没有离散谱，也就是说无直等概的双极性信号没有离散谱，也就是说无直流分量和定时分量。流分量和定时分量。综上分析，综上
27、分析，研究随机脉冲序列的功率谱是十分有意义的，研究随机脉冲序列的功率谱是十分有意义的，一方面我们可以根据它的连续谱来确定序列的一方面我们可以根据它的连续谱来确定序列的带宽带宽。另一方面根。另一方面根据它的离散谱是否存在这一特点，使我们明确能否从脉冲序列中据它的离散谱是否存在这一特点，使我们明确能否从脉冲序列中直接提取直接提取定时分量定时分量，以及采用怎样的方法可以从基带脉冲序列中，以及采用怎样的方法可以从基带脉冲序列中获得所需的离散分量。这一点，在研究位同步、获得所需的离散分量。这一点，在研究位同步、载波同步等问载波同步等问题时将是十分重要的。题时将是十分重要的。5.3基带传输的常用码型基带传
28、输的常用码型 在实际的基带传输系统中，并不是所有代码的电波形都能在信道中传输。例如，前面介绍的含有直流分量和较丰富低频分量的单极性基带波形就不适宜在低频传输特性差的信道中传输，因为它有可能造成信号严重畸变。又如，当消息代码中包含长串的连续“1”或“0”符号时，非归零波形呈现出连续的固定电平，因而无法获取定时信息。单极性归零码在传送连“0”时，存在同样的问题。因此，对传输用的基带信号主要有两个方面的要求：（1）对代码的要求，对代码的要求，原始消息代码必须编成适合于原始消息代码必须编成适合于传输用的码型；传输用的码型；（2）对所选码型的电波形要求，电波形应适合于基对所选码型的电波形要求，电波形应适
29、合于基带系统的传输。带系统的传输。前者属于前者属于传输码型的选择传输码型的选择，后者是，后者是基带脉冲的选择基带脉冲的选择。这是两个既独立又有联系的问题。这是两个既独立又有联系的问题。本节先讨论码型的选择问题，后一问题将在以后讨本节先讨论码型的选择问题，后一问题将在以后讨论。传输码论。传输码(或称线路码或称线路码)的结构将取决于实际信道特性的结构将取决于实际信道特性和系统工作的条件。通常，传输码的结构应具有下列和系统工作的条件。通常，传输码的结构应具有下列主要特性：主要特性：(1)相应的基带信号无直流分量，且低频分量少；相应的基带信号无直流分量，且低频分量少；(2)便于从信号中提取定时信息；便
30、于从信号中提取定时信息；(3)信号中高频分量尽量少，信号中高频分量尽量少，以节省传输频带并减少码以节省传输频带并减少码 间串扰；间串扰；(4)不受信息源统计特性的影响，不受信息源统计特性的影响，即能适应于信息源的变即能适应于信息源的变 化；化；(5)具有内在的检错能力，传输码型应具有一定规律性，具有内在的检错能力，传输码型应具有一定规律性，以便利用这一规律性进行宏观监测；以便利用这一规律性进行宏观监测；(6)编译码设备要尽可能简单，编译码设备要尽可能简单，等等。等等。满足或部分满足以上特性的传输码型种类繁多，这里准备介绍目前常见的几种。1.AMI码 AMI码是传号交替反转码。其编码规则是将二进
31、制消息代码“1”(传号)交替地变换为传输码的“+1”和“-1”，而“0”(空号)保持不变。例如：消息代码 1 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0 1 1 AMI码：+1 0 0 1 +1 0 0 0 0 0 0 0-1+1 0 0 -1+1 AMI码对应的基带码对应的基带信号是正负极性交信号是正负极性交替的脉冲序列，而替的脉冲序列，而0电位持不变的规律。电位持不变的规律。AMI码的优点是，由码的优点是，由于于+1与与-1 交替，交替，AMI码的功率谱（见码的功率谱（见图图 5-6）中不含直）中不含直流成分，高、低频流成分，高、低频分量少，能量集中分量少，能量集中在频率为
32、在频率为1/2码速处。码速处。位定时频率分量虽位定时频率分量虽然为然为0，但只要将基，但只要将基带信号经全波整流带信号经全波整流变为单极性归零波变为单极性归零波形，便可提取位定形，便可提取位定时信号。时信号。图5-6 AMI 码和HDB3码的功率谱此外，AMI码的编译码电路简单，便于利用传号极性交替规律观察误码情况。鉴于这些优点，AMI码是CCITT建议采用的传输码性之一。AMI码的不足是，当原信码出现连“0”串时，信号的电平长时间不跳变，造成提取定时信号的困难。解决连“0”码问题的有效方法之一是采用HDB3码。2.HDB3码码 HDB3码的全称是码的全称是3阶高密度双极性码，它是阶高密度双极
33、性码，它是AMI码的一种码的一种改进型，改进型，其目的是为了保持其目的是为了保持AMI码的优点而克服其缺点，码的优点而克服其缺点，使连使连“0”个数不超过个数不超过3个。其编码规则如下：个。其编码规则如下：（1）当信码的连当信码的连“0”个数不超过个数不超过3时，仍按时，仍按AMI码的规则编，即码的规则编，即传号极性交替；传号极性交替；（2）当连当连“0”个数超过个数超过3时，则将第时，则将第4个个“0”改为非改为非“0”脉冲，脉冲，记为记为+V或或-V，称之为破坏脉冲。相邻，称之为破坏脉冲。相邻V码的极性必须交替出现，码的极性必须交替出现，以确保编好的码中无直流；以确保编好的码中无直流；（3
34、）为了便于识别，为了便于识别，V码的极性应与其前一个非码的极性应与其前一个非“0”脉冲的极性脉冲的极性相同，否则，将四连相同，否则，将四连“0”的第一个的第一个“0”更改为与该破坏脉冲相更改为与该破坏脉冲相同极性的脉冲，并记为同极性的脉冲，并记为+B或或-B；（4）破坏脉冲之后的传号码极性也要交替。破坏脉冲之后的传号码极性也要交替。例如：例如：代码：代码：1000 0 1000 0 1 1 000 0 l 1AMI码：码：-1000 0 +1000 0 -1 +1 000 0 -1 +1HDB3码：码：-1000-V +100 +V -1 +1 -B00 -V+1 -1 其中的其中的V脉冲和脉
35、冲和B脉冲与脉冲与1脉冲波形相同，用脉冲波形相同，用V或或B符号的目的是为了示意是将原信码的符号的目的是为了示意是将原信码的“0”变换成变换成“1”码。码。虽然虽然HDB3码的编码规则比较复杂，但译码却比较简单。码的编码规则比较复杂，但译码却比较简单。从上述原理看出，每一个破坏符号从上述原理看出，每一个破坏符号V总是与前一非总是与前一非0符号同符号同极性极性(包括包括B在内在内)。这就是说，从收到的符号序列中可以容易地找到破坏点这就是说，从收到的符号序列中可以容易地找到破坏点V，于是也断定，于是也断定V符号及其前面的符号及其前面的3个符号必是连个符号必是连0符号，从符号，从而恢复而恢复4个连个
36、连0码，再将所有码，再将所有-1变成变成+1后便得到原消息代码。后便得到原消息代码。HDB3码保持了码保持了AMI码的优点外，同时还将连码的优点外，同时还将连“0”码限码限制在制在3个以内，故有利于位定时信号的提取。个以内，故有利于位定时信号的提取。HDB3码是应码是应用最为广泛的码型，用最为广泛的码型，A律律PCM四次群以下的接口码型均为四次群以下的接口码型均为HDB3码。码。3.PST码 PST码是成对选择三进码。其编码过程是：先将二进制代码两两分组，然后再把每一码组编码成两个三进制数字(+、-、0)。因为两位三进制数字共有9种状态，故可灵活地选择其中的4种状态。表 5-1 列出了其中一种
37、使用最广的格式。为防止PST码的直流漂移，当在一个码组中仅发送单个脉冲时，两个模式应交替变换。例如：代码：0 1 0 0 1 1 1 0 1 0 1 1 0 0 PST码：0+-+-0 +0 +-+或 0-+-+0 -0 +-+表 5 1 PST码 PST码能提供足够的定时分量，且无直流成分，编码过程也较简单。但这种码在识别时需要提供“分组”信息，即需要建立帧同步 AMI,HDB3,PST码中每位 二进制码变换成1位三电平(+1,0,-1)的码,称1B/1T码。4.数字双相码数字双相码 数字双相码又称曼彻斯特（数字双相码又称曼彻斯特（Manchester）码。）码。它用一它用一个周期的正负对称
38、方波表示个周期的正负对称方波表示“0”，而用其反相波形表示，而用其反相波形表示“1”。编码规则之一是：编码规则之一是：“0”码用码用“01”两位码表示，两位码表示，“1”码用码用“10”两位码表示，例如：两位码表示，例如：代码：代码：1 1 0 0 1 0 1 双相码：双相码：10 10 01 01 10 01 10 双相码只有极性相反的两个电平，而不像前面的三种码双相码只有极性相反的两个电平，而不像前面的三种码具有三个电平。因为双相码在每个码元周期的中心点都存在具有三个电平。因为双相码在每个码元周期的中心点都存在电平跳变，所以富含位定时信息。又因为这种码的正、负电电平跳变，所以富含位定时信息
39、。又因为这种码的正、负电平各半，所以无直流分量，平各半，所以无直流分量，编码过程也简单。编码过程也简单。但带宽比但带宽比原信码大原信码大1 1倍。倍。5.密勒码密勒码 密勒密勒(Miller)码又称延迟调制码，它是双相码的一种码又称延迟调制码，它是双相码的一种变形。编码规则如下：变形。编码规则如下：“1”码用码元间隔中心点出现跃变码用码元间隔中心点出现跃变来表示，即用来表示，即用“10”或或“01”表示。表示。“0”码有两种情况：单码有两种情况：单个个“0”时，在码元间隔内不出现电平跃变，且与相邻码元时，在码元间隔内不出现电平跃变，且与相邻码元的边界处也不跃变，的边界处也不跃变，连连“0”时，
40、在两个时，在两个“0”码的边界处出码的边界处出现电平跃变，现电平跃变，即即“00”与与“11”交替。交替。为了便于理解，图为了便于理解，图 5-7(a)和和(b)示出了代码序列为示出了代码序列为11010010时，双相码和密勒码的波形。时，双相码和密勒码的波形。由图由图 5=7(b)可见，可见，若两个若两个“1”码中间有一个码中间有一个“0”码时，密勒码流中出现最大码时，密勒码流中出现最大宽度为宽度为2Ts的波形，即两个码元周期。这一性质可用来进行的波形，即两个码元周期。这一性质可用来进行宏观检错。宏观检错。图 5-7双相码、密勒码、CMI码的波形(a)双相码；(b)密勒码；(c)CMI码 比
41、较图比较图 5-7 中的中的(a)和（和（b）两个波形可以看出，）两个波形可以看出，双相码双相码的下降沿正好对应于密勒码的跃变沿。因此，用双相码的下的下降沿正好对应于密勒码的跃变沿。因此，用双相码的下降沿去触发双稳电路，即可输出密勒码。密勒码最初用于气降沿去触发双稳电路，即可输出密勒码。密勒码最初用于气象卫星和磁记录，现在也用于低速基带数传机中。象卫星和磁记录，现在也用于低速基带数传机中。6.CMI码码 CMI码是传号反转码的简称，与数字双相码类似，码是传号反转码的简称，与数字双相码类似，它它也是一种双极性二电平码。编码规则是：也是一种双极性二电平码。编码规则是：“1”码交替用码交替用“11”
42、和和“00”两位码表示；两位码表示；“0”码固定地用码固定地用“01”表示，其波形表示，其波形图如图图如图 5-7(c)所示。所示。CMI码有较多的电平跃变，因此含有丰富的定时信息。码有较多的电平跃变，因此含有丰富的定时信息。此外，由于此外，由于10为禁用码组，不会出现为禁用码组，不会出现3个以上的连码，个以上的连码，这个这个规律可用来宏观检错。规律可用来宏观检错。由于由于CMI码易于实现，且具有上述特点，因此是码易于实现，且具有上述特点，因此是CCITT推荐的推荐的PCM高次群采用的接口码型，在速率低于高次群采用的接口码型，在速率低于8.448 Mb/s的光纤传输系统中有时也用作线路传输码型
43、。的光纤传输系统中有时也用作线路传输码型。在数字双相码、密勒码和在数字双相码、密勒码和CMI码中，每个原二进制信码码中，每个原二进制信码都用一组都用一组2位的二进码表示，因此这类码又称为位的二进码表示，因此这类码又称为1B2B码。码。7.nBmB码 nBmB码是把原信息码流的n位二进制码作为一组，编成m位二进制码的新码组。由于mn，新码组可能有2m种组合，故多出(2m-2n)种组合。从中选择一部分有利码组作为可用码组，其余为禁用码组，以获得好的特性。在光纤数字传输系统中，通常选择mn+1，有1B2B码、2B3B、3B4B码以及5B6B码等，其中，5B6B码型已实用化，用作三次群和四次群以上的线
44、路传输码型。8.4B/3T码型 在某些高速远程传输系统中，1B1T码的传输效率偏低。为此可以将输入二进制信码分成若干位一组，然后用较少位数的三元码来表示，以降低编码后的码速率，从而提高频带利用率。4B3T码型是1B1T码型的改进型，它把4个二进制码变换成3个三元码。显然，在相同的码速率下，4B3T码的信息容量大于1B1T，因而可提高频带利用率。4B3T码适用于较高速率的数据传输系统，如高次群同轴电缆传输系统。5.45.4数字基带传输系统的基本模型，码间干扰的概念数字基带传输系统的基本模型，码间干扰的概念这里把数字基带信号的产生过程分成码型编码和波形形成两部，码型编码的输出信号为 脉冲序列，波形
45、形成网络的作用则是将每个 脉冲转换为一定波形的信号。从波形形成至接收滤波器输出的整个基带传输系统的传输系数为：则 作用在波形形成器的输入端时，整个基带传输系统的单位冲击响应为：1212jWtjth tHedGCRed HGCR S t接收滤波器的输出为：n(t)通过接收滤波器后所产生的输出噪声。OnSRnVta h tnTnt 再生判决器对 进行抽样判决，以确定所传送的数字消息序列 ,为判定 的值，应在 瞬间对 进行抽样，（这里 是某个时延，取决于系统的传输函数 ），此抽样值为：OVt naiaSdtiTt OVtdt H OidnSdSRSdnnSdRSdnidnSdRSdn iViTta
46、hiTtnTniTta hin TtniTta h ta hin TtniTt 其中，第一项 是输出基带信号的第个 i 码元在抽样瞬间 所取的值，它是确定 的依据；第二项 是除第 i 个码元脉冲外的其它所有码元脉冲 在 瞬间所取值的总和，它对于 的判决起着干扰的作用，所以称为码间干扰值；第三项 是输出噪声在抽样瞬间的值。为了降低误码率，必须最大限度地减小码间干扰和随机噪声的影响 ida h tSdtiTt ia nSdn ia hin Tt SdtiTt ia RSdniTt 0V5.5无码间串扰的基带传输特性无码间串扰的基带传输特性若想消除码间串扰，应有 anh(k-n)Ts+t0=0由于a
47、n是随机的，要想通过各项相互抵消使码间串扰为0是不行的，这就需要对h(t)的波形提出要求，如果相邻码元的前一个码元的波形到达后一个码元抽样判决时刻时已经衰减到0，如图 5-9(a)所示的波形，就能满足要求。但这样的波形不易实现，因为实际中的h(t)波形有很长的“拖尾”，也正是由于每个码元“拖尾”造成对相邻码元的串扰，但只要让它在t0+Ts，t0+2Ts等后面码元抽样判决时刻上正好为0，就能消除码间串扰，如图 5-9(b)所示。这也是消除码间串扰的基本思想。h(t)Ot0t0 Tst(a)h(t)Ot0t0 Tstt0 2Ts(b)n k 由h(t)与H()的关系可知，如何形成合适的h(t)波形
48、，实际是如何设计H()特性的问题。根据上面的分析，在假设信道和接收滤波器所造成的延迟t0=0时，无码间串扰的基带系统冲激响应应满足下式:说明，无码间串扰的基带系统冲激响应除t=0时取值不为零外，其他抽样时刻t=kTs上的抽样值均为零。下面就是推导符合以上条件的H()。本节中暂不考虑噪声的影响，只讨论如何减小和消除码间干扰的问题，即5.55.5数字基带传输系统的传输特性数字基带传输系统的传输特性 OidnSdn iVta h ta hin Tt h(kTs)=1,k=00,k为其他整数 一、无码间干扰条件与奈奎斯特准则：若适当选择 的波形，使它在诸抽样瞬间的值满足：（为分析简单起见，假定 ）10
49、0 或其他常数，其它整数Sdnh nTtn 0dt 即 除了在 瞬间的值不等于零外，在其它抽样瞬间的值都等于零，则不论 取什么数值，码间干扰恒为零 na h t h t0t 下面我们进一步研究，基带传输系统应该具有的 。因为则 12jthtHed 12SjnTih nTHed H 其中：是带个区间 中的那小段 。进行变量置换，令 ，则当 ，时，kH 11,22SSSSkkSk Skdd 12SSk12S H 把上式的积分区间划分成间隔为s=2/Ts的一系列小区间，则:121212SSSSSkj nTSkknh nTHed 1212122121 212SSSSSSSjknTSkSnjnTjknk
50、Snh nTHkedHkeed 改变上式中求和与积分的次序，并且把改写为得：121212121 *21212式SSSSSSSSj nTeqjnTkSnjnTeqHkh nTHedHeded 其中，它是把各段 分别平移 ，然后相叠加而成，显然它仅在区间 上有值，eqkSkHHk kH Sk 11,22SS 而在该区间外为零。将 以 为周期生成一个周期函数 则展开成傅氏级数的系数为：eqH S eqSiHi 212121 21211SSSSSSjnneqSjnTeqSCHedHed 级数展开将上式和（式）相比可知，为了使 满足无码间干扰条件，即要求 中除 不等于零外，其余系数均为零，这意味着 是与
