1、1整流电路整流电路(AC/DC(AC/DC变换）变换）1 单相可控整流电路2 三相可控整流电路3 变压器漏感对整流电路的影响4 电容滤波的不可控整流电路5 整流电路的谐波和功率因数6 大功率可控整流电路7 整流电路的有源逆变工作状态8 晶闸管滞留电动机系统9 相控电路的驱动控制 本章小结23 3 变压器漏感对整流电路的影响变压器漏感对整流电路的影响考虑包括变压器漏感在内的交流侧电感的影响，换向过程不能瞬间完成。现以三相半波为例，然后将其结论推广。VTVT1 1换相至换相至VTVT2 2的过程：的过程：l 因a a、b b两相均有漏感,故 ia、ib均不能突变。于是 VT1和VT2同时导通，l
2、相当于将a、b两相短 路，两相间电压差为ub ua在两相组成的回路中产 生环流i ik k。 l ik= =ib逐渐增大， ia=Id-ik 逐渐减小。当ik k增大到等 于Id时，ia=0=0，VT1关断, 换流过程结束。 图2-25 考虑变压器漏感时的三相半波可控整流电路及波形3换相压降换相压降 换相导致ud均值降低多少，用U Ud d 表示换相重叠角换相重叠角 换相过程持续的时间，用电角度g g 表示。整流输出电压瞬时值为2bakBbkBaduudtdiLudtdiLuu（2-302-30）dBkIBkbkbbbdbdIXdiLtddtdiLtddtdiLuutduuUdggg2323)
3、(23)()(23)()(3/210656565656565（2-312-31）4换重叠角换重叠角g g 的计算，由的计算，由（2-30）式得）式得BBabkLtULuudtdi2)65sin(6)2/()(2（2-322-32）由上式得由上式得)65sin(262tXUtddiBk（2-332-33）)65cos(cos26)()65sin(262652taXUtdtXUiBtbk（2-342-34）进而得出进而得出5当当 时，时，ik = Id , 于是于是g6/5t)cos(cos262gBdXUI（2-352-35）262)cos(cosUIXdBg（2-362-36） g g 随其它
4、参数变化的规律： 1）Id越大则g g 越大； 2）XB越大g g 越大； 3）当 90 时， 越小则g g 越大。6表2-2 各种整流电路换相压降和换相重叠角的计算注：单相全控桥电路中，环流ik是从-Id变为Id。本表所列通用公式不适用； 三相桥等效为相电压等于3U2 的6脉波整流电路，故其m=6，相电压按 3U2 代入。cos cos( g)电路形式单相全波单相全控桥三相半波三相全控桥m脉波整流电路 dUdBIXdB2IX2Bd2UXI2Bd22UXI2dB62UIX2dB62UIXmUXIsin22BddB23IXdB3IXdB2ImX变压器漏感对各种整流电路的影响7变压器漏感对整流电路
5、影响的一些结论: 1) 出现换相重叠角g g ，整流输出电压平均值Ud降低。2) 整流电路的工作状态增多。3) 晶闸管的d di/i/d dt t 减小，有利于晶闸管的安全开通。 有时人为串入进线电抗器以抑制晶闸管的d di/i/d dt t。4) 换相时晶闸管电压出现缺口，产生正的d du/u/d dt t，可能使晶闸 管误导通，为此必须加吸收电路。5) 换相使电网电压出现缺口，成为干扰源。8整流电路整流电路(AC/DC(AC/DC变换）变换）1 单相可控整流电路2 三相可控整流电路3 变压器漏感对整流电路的影响4 电容滤波的不可控整流电路5 整流电路的谐波和功率因数6 大功率可控整流电路7
6、 整流电路的有源逆变工作状态8 晶闸管滞留电动机系统9 相控电路的驱动控制 本章小结94 4 电容滤波的不可控整流电路电容滤波的不可控整流电路4.1 电容滤波的单相不可控整流电路4.2电容滤波的三相不可控整流电路104.1 电容滤波的单相不可控整流电路图2-26 电容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形 a) 电路 b) 波形1.工作原理及波形分析基本工作过程基本工作过程l在u u2 2正半周过零点至wt wt = 0= 0期间，因u u2 2 ua，VT6导通，此电流在流经LP时，LP上要感应一电动势up，它的方向是要阻止电流增大。平衡电抗器两端电压和整流输出电压的数学表达式如下：nLR
7、+-+-ud1upVT1VT612uaipubLpn1（2-972-97）（2-982-98）d1d2puuu)(212121d2d1pd1pd2duuUuuuu61将图2-36中ud1和ud2的波形用傅氏级数展开，可得当 =0时的u ud1d1、u ud2d2，即9cos4016cos3523cos411 2632d1 tttUu9cos4016cos3523cos411 263)60(9cos401)60(6cos352)60( 3cos411 26322d2 tttUtttUu由式（2-97）和（2-98）可得9cos2013cos212632p ttUu（2-99）（2-100）（2-
8、101）626cos3521 2632d tUu负载电压 u ud d中的谐波分量比直流分量要小得多，且最低次谐波为六次谐波。直流平均电压当需要分析各种控制角时的输出波形时，可根据式（2-98）先作出两组三相半波电路的ud1和ud2波形，然后作出波形(ud1+ud2)/2（2-102）22017. 1)2/(63UUUd63。90。60。30udududtOtOtOuaubucucuaububucucuaububucucuaub图2-39 当 =30、60、90时，双反星形电路的输出电压波形 =30=30 、 =60=60 和和 =90=90 时输出电压的波形时输出电压的波形双反星形电路的输出
9、电压波形与三相半波电路比较，脉动程度减小了，脉动频率加大一倍，f f=300Hz=300Hz。电感负载情况下，当 = = 90时输出电压波形正负面积相等，Ud=0，移相范围是90 。电阻负载情况下，Ud波形不出现负值，仅保留波形中正的部分，当 = = 120时，Ud=0 ，移 相范围为120。64整流电压平均值与三相半波整流电路的相等，在不同控制角 时为 Ud=1.17=1.17U2 coscos 双反星形电路与三相桥式电路进行比较可得出以下结论 （1）三相桥为两组三相半波串联，而双反星形为两组三相半 波并联，且后者需用平衡电抗器。 （2）当U2相等时，双反星形的Ud是三相桥的1/21/2，而
10、Id是单 相桥的2倍。 （3）两种电路中，晶闸管的导通及触发脉冲的分配关系一 样，ud和id的波形形状一样。656 6 大功率可控整流电路大功率可控整流电路6.1 带平衡电抗器的双星可控整流电路6.2 6.2 多重化整流器多重化整流器66整流装置功率进一步加大时，所产生的谐波、无功功率等对电网的干扰也随之加大，为减轻干扰，可采用多重化整流电路。按一定的规律将两个或更多个相同结构的整流电路进行组合，将整流电路进行移相多重联结减少交流侧输入电流谐波，对串联多重整流电路采用顺序控制的方法可提高功率因数。6.2 6.2 多重化整流电路多重化整流电路67MLTVT12c1b1a1c2b2a2LP图2-4
11、0 并联多重联结的12脉波整流电路l 使用平衡电抗器平衡各组整 流器的电流，其原理与双反 星形电路中采用平衡电抗器 一样。 l 对于交流输入电流，采用并 联多重联结和串联多重联结 效果相同。 l 采用多重联结不仅可减少交 流输入电流谐波，也可减小 直流输出电压中的谐波并提 高纹波频率，减小平波电抗 器。1. 移相多重联结68CLRBA1*0 滞后 303iAc1b1a11c2b2a2iab2ua2b2ua1b1ia1idud图2-41 移相30串联 2 重联结电路l利用变压器二次绕组接法的不同，使两组三相交流电源间相位错开30，从而使输出整流电压u ud d在每个交流电源周期中脉动12次，故该
12、电路为12脉波整流电路。l整流变压器二次绕组分别采用星形和三角形接法构成相位相差30、大小相等的两组电压，接到相互串联的2 2组整流桥。690a)b)c)d)ia1Id180360ia2iab2iAIdiab2tttt000Id2333Id33IdId323(1+ ) Id323(1+)Id33Id13 图2-42 移相30串联2重联结电路电流波形图c的iab2是第组桥电流iab2折算到变压器第一次侧A相绕组中的电流。图d的总输入电流iA为图a的ia1和图c的iab2之和70iA基波幅值Im1和n次谐波幅值Imn分别如下 即输入电流谐波次数为12k1，其幅值与次数成反比而降低。该电路的其他特性
13、如下直流输出电压 位移因数 coscos 1 1 =cos=cos （单桥时相同）功率因数 l l = = n n coscos 1 1 =0.9886cos=0.9886cos )32(34dd1IIIm单桥时为（2-103）（2-104）, 3 , 2 , 1, 112341dkknInImncos662UUd71l 利用变压器二次绕阻接法的不同，互相错开20，可将三组桥构 成串联3重联结电路。l 整流变压器采用星形三角形组合无法移相20，需采用曲折接法。l 串联3重联结电路的整流电压u ud d在每个电源周期内脉动18次，故此 电路为1818脉波整流电路脉波整流电路。交流侧输入电流谐波更
14、少，为18k1次 （k=1, 2, 3），ud的脉动也更小。l 输入位移因数和功率因数分别为 coscos 1 1=cos=cos l l=0.9949cos=0.9949cos 72l 将整流变压器的二次绕组移相15，可构成串联串联4 4重联结电路重联结电路 为2424脉波整流电路脉波整流电路其交流侧输入电流谐波次为24k1（k=1， 2，3）。l 输入位移因数功率因数分别为 coscos 1 1=cos=cos l l=0.9971cos=0.9971cos l 采用多重联结的方法并不能提高位移因数，但可使输入电流谐波 大幅减小，从而也可以在一定程度上提高功率因数。73l 多重联结电路的顺
15、序控制只对多重整流桥中一个桥的角进行控制，其余各桥的工作状态则根据需要输出的整流电压而定 或者不工作而使该桥输出直流电压为零。 或者 =0而使该桥输出电压最大。l 根据所需总直流输出电压从低到高的变化，按顺序依次对各桥进 行控制，因而被称为顺序控制。l 采用这种方法并不能降低输入电流谐波。但是各组桥中只有一组在进行相位控制，其余各组或不工作，或位移因数为1，因此总 功率因数得以提高。 多重联结电路的顺序控制74Lia)负载u2u2u2IdVT11VT13VT14VT12VT21VT23VT24VT22VT31VT33VT34VT32udb)c)iId2IdudO+ 图2-43 单相串联3重联结
16、电路及顺序控制时的波形 a)电路图 b)、c)波形 电气机车的3重晶闸管整流桥顺序控制从电流i的波形可以看出，虽然波形并为改善，但其基波分量比电压的滞后少，因而位移因数高，从而提高了总的功率因数。75整流电路整流电路(AC/DC(AC/DC变换）变换）1 单相可控整流电路2 三相可控整流电路3 变压器漏感对整流电路的影响4 电容滤波的不可控整流电路5 整流电路的谐波和功率因数6 大功率可控整流电路7 整流电路的有源逆变工作状态8 晶闸管滞留电动机系统9 相控电路的驱动控制 本章小结76假设电路已工作于稳态，id的平均值不变。假设负载电感很大，负载电流id连续且波形近似为一水平线。u2过零变负时，由于电感的作用晶闸管VT1和VT4中仍流过电流id，并不关断。至t =+ 时刻，给VT2和VT3加触发脉冲，因VT2和VT3本已承受正电，故两管导通。VT2和VT3导通后，u2通过VT2和VT3分别向VT1和VT4施加反压使VT1和VT4关断，流过VT1和VT4的电流迅速转移到VT2和VT3上，此过程称换相换相，亦称换流换流。图2-6 单相全控桥带阻感负载时的电路及波形 返回返回77给出了变压器二次侧a相电流id波形图2-23 三相桥式全控整流电路带阻感负载 a = 300 时的波形返回返回78返回返回图2-26 电容滤波的单相桥式不可控整流电路及其工作波形 a) 电路 b) 波形
