1、第六章第六章 数字基带传输系统数字基带传输系统n数字基带传输概述n数字基带信号及其频谱特性n常用数字基带信号 n数字基带信号的表示n数字基带信号的功率谱 n基带传输的常用码型nAMI码 HDB3码 PST码 双相码 密勒码n基带脉冲传输与码间干扰n无码间干扰的基带传输特性n基带传输系统的抗噪性能2022-7-311第1页，共83页。6.1 数字基带传输概述数字基带传输概述n数字基带信号消息代码的电波形n来自数据终端的原始数据信号，如计算机输出的二进制序列，或者是来自模拟信号经数字化处理后的数字信号，这些信号往往包含丰富的低频分量，甚至直流分量，因而称之为数字基带信号n数字基带传输n在某些具有低
2、通特性的有线信道中，特别是传输距离不太远的情况下，可直接传输数字基带信号n数字频带传输n大多数信道，如各种无线信道和光信道，都是带通型的，数字基带信号必须经过载波调制才能在信道中传输2022-7-312第2页，共83页。6.1 数字基带传输概述数字基带传输概述n数字基带传输系统的研究意义n数字基带传输中包含频带传输的许多基本问题n任何一个采用线性调制的频带传输系统可等效为基带传输系统来研究n近程数据通信系统广泛采用了数字基带传输方式n数字基带传输系统的基本组成n由信道信号形成器、信道、接收滤波器、抽样判决器以及同步设备组成2022-7-313第3页，共83页。6.1 数字基带传输概述数字基带传
3、输概述信道信号形成器数字基带信号GT()信道接 收滤波器抽 样判决器同步提取C()GR()n(t)数字基带传输系统框图2022-7-314第4页，共83页。6.1 数字基带传输概述数字基带传输概述n信道信号形成器 n把原始基带信号变换成适合于信道传输的基带信号，这种变换主要是通过码型变换和波形变换来实现的，其目的是与信道匹配，便于传输，减小码间串扰，利于同步提取和抽样判决n信道 n允许基带信号通过的媒质，通常为有线信道，如市话电缆、架空明线等2022-7-315第5页，共83页。6.1 数字基带传输概述数字基带传输概述n接收滤波器 n滤除带外噪声，对信道特性均衡，使输出的基带波形有利于抽样判决
4、n 抽样判决器 n在传输特性不理想及噪声背景下，在规定时刻（由位定时脉冲控制）对接收滤波器的输出波形进行抽样判决，以恢复或再生基带信号2022-7-316第6页，共83页。6.2 数字基带信号及其频谱特性数字基带信号及其频谱特性n数字基带信号n消息代码的电波形，即用不同的电平或脉冲来表示相应的消息代码 n数字基带信号的类型n矩形脉冲、三角波、高斯脉冲、升余弦脉冲n最常用的是矩形脉冲，因为矩形脉冲易于形成和变换2022-7-317第7页，共83页。10100110 E(a)E E110011 E0101011(b)(c)E E1010011(d)E E1100011 E E 3E 3E010 0
5、11100 11 10 00 1(e)(f)06.2.1 数字基带信号数字基带信号单极性不归零波形双极性不归零波形单极性归零波形差分波形多电平波形双极性归零波形n常见的基带信号波形2022-7-318第8页，共83页。6.2.2 数字基带信号频谱特性数字基带信号频谱特性n数字基带信号的数学表示式n若二进制基带信号中各码元波形相同而取值不同，则可用下式表示 式中an是第n个信息符号,对应电平值（0、1或-1、1）Ts为码元间隔，g(t)为某种标准脉冲波形 snnnTtgats2022-7-319第9页，共83页。6.2.2 数字基带信号频谱特性数字基带信号频谱特性n数字基带信号的数学表示式n若令
6、g1(t)表示“0”，g2(t)表示“1”，则二进制基带信号第n个码元为n二进制随机序列表达式 10)(21sssnnnTtgnTtgnTtgats tstsnn2022-7-3110第10页，共83页。6.2.2 数字基带信号频谱特性数字基带信号频谱特性n数字基带信号一般用二进制随机序列表示n在实际中g1(t)、g2(t)可以是任意脉冲n图示为二进制随机脉冲序列波形（样本函数），其中选g1(t)是方波，g2(t)是三角波g2(t 4Ts)g1(t 3Ts)g1(t 2Ts)g2(tTs)g(t)g1(t)g2(tTs)g2(t 2Ts)ttOTs2Ts2OTs2TsTs2Tsv(t)tOu(
7、t)(a)(b)(c)2022-7-3111第11页，共83页。6.2.2 数字基带信号频谱特性数字基带信号频谱特性n数字基带信号一般用二进制随机序列表示n设二进制随机脉冲序列中任一码元时间Ts内，g1(t)和g2(t)出现的概率分别为P和1-P，且认为它们的出现是统计独立的，则数字基带信号可表示为 tstsnn 出现以概率出现以概率pnTtgpnTtgtsssn1)()(212022-7-3112第12页，共83页。n数字基带信号的频域分析 为了使频域分析的物理概念清楚，推导过程简化，把随机序列s(t)分解成稳态波v(t)和交变波u(t)n稳态波n将每个码元内出现g1(t)、g2(t)的概率
8、加权平均n交变波6.2.2 数字基带信号频谱特性数字基带信号频谱特性 nssnTtgpnTtpgtv)()1(21)()(tvtstu2022-7-3113第13页，共83页。6.2.2 数字基带信号频谱特性数字基带信号频谱特性n二进制随机序列时域分解的一个实现g2(t 4Ts)g1(t 3Ts)g1(t 2Ts)g2(tTs)g(t)g1(t)g2(tTs)g2(t 2Ts)ttOTs2Ts2OTs2TsTs2Tsv(t)tOu(t)(a)(b)(c)2022-7-3114第14页，共83页。n稳态波的功率谱密度n功率谱是冲击强度取决|Cm|2的离散线谱n根据离散谱可以确定随机序列是否包含直
9、流分量（m=0）和定时分量(m=1)6.2.2 数字基带信号频谱特性数字基带信号频谱特性)()(2smmvmffCfP)()()1()(221smsssmffmfGpmfpGf2022-7-3115第15页，共83页。n交变波的功率谱密度n功率谱是连续谱n与g1(t),g2(t)的频谱及其概率p有关6.2.2 数字基带信号频谱特性数字基带信号频谱特性 2211)(fGfGppffPsu2022-7-3116第16页，共83页。6.2.2 数字基带信号频谱特性数字基带信号频谱特性n数字基带信号的功率谱密度n数字基带信号的单边功率谱密度 smsssssmffmfGpmfpGffGfGppffP22
10、1221)1()1(0)1(20)1(0)1(2122122212221fmffmfGpmfpGfGppGffGfGppffPsmssssss2022-7-3117第17页，共83页。6.2.2 数字基带信号频谱特性数字基带信号频谱特性n数字基带信号的功率谱密度n连续谱Pu(f)n由于代表数字信息的g1(t)及g2(t)不能完全相同，故G1(f)G2(f)，因而连续谱Pu(f)总是存在的n离散谱Pv(f)n离散谱Pv(f)是否存在，取决g1(t)和g2(t)的波形及其出现的概率P2022-7-3118第18页，共83页。n单极性基带信号的频谱特性n若设g1(t)=0，g2(t)=g（t），则随
11、机脉冲序列的双边功率谱密度为 )()()1()1(22smssssmffmfGpffGppffP6.2.2 数字基带信号频谱特性数字基带信号频谱特性等概P=1/2时，上式简化为 )()(4141222smssssmffmfGffGffP2022-7-3119第19页，共83页。n单极性基带信号的频谱特性n若表示“1”码的波形g2(t)=g（t）为不归零矩形脉冲，即n此时的随机序列功率谱为n单极性不归零信号中无定时分量，若想获取定时分量，要进行波形变换)(sinSaSSSsfTSTfTTTfG6.2.2 数字基带信号频谱特性数字基带信号频谱特性)(41sin41)(22ffTfTTffPSSSs
12、S2022-7-3120第20页，共83页。6.2.2 数字基带信号频谱特性数字基带信号频谱特性n单极性基带信号的频谱特性n若表示“1”码的波形g2(t)=g（t）为半占空归零矩形脉冲，即脉冲宽度=Ts/2时，其频谱函数为n此时的随机序列功率谱为n当f=mfs,G(mfs)的取值情况n m为奇数时，G(mfs)0，此时有离散谱（有定时分量）n m为偶数时，G(mfs)=0，无离散谱)2(2)(SsfTSaTfG)()2(161)2(1622smSSsmffmSafTSaTfP2022-7-3121第21页，共83页。6.2.2 数字基带信号频谱特性数字基带信号频谱特性n数字基带信号的带宽n取决
13、于连续谱，由单个码元的频谱函数G(f)决定n时间波形的占空比越小，频带越宽P(f)归零码不归零码fO1Ts1 二进制基带信号的功率谱密度 2022-7-3122第22页，共83页。6.2.2 数字基带信号频谱特性数字基带信号频谱特性n双极性基带信号的频谱特性n若设g1(t)=-g2(t)=g（t），则n0、1等概的双极性信号没有离散谱，即无直流分量和定时分量n若g（t）为高为1，脉宽等于码元周期的矩形脉冲)()()12()1(422smsssmffmfGpffGppf 2fGffPss sssfTSaTfP2等概P=1/2时 smsssssmffmfGpmfpGffGfGppffP221221
14、)1()1(2022-7-3123第23页，共83页。6.2.2 数字基带信号频谱特性数字基带信号频谱特性n研究随机脉冲序列的功率谱是十分有意义的n可以根据它的连续谱来确定序列的带宽n脉冲波形的占空比越小，序列的频带越宽n根据它的离散谱是否明确能否从脉冲序列中直接提取定时分量n采用怎样的方法可以从基带脉冲序列中获得所需的离散分量在研究位同步、载波同步等问题时是十分重要的2022-7-3124第24页，共83页。6.3 基带传输常用的码型基带传输常用的码型n数字基带信号是消息代码的电信号形式n在实际的基带传输系统中，并不是所有代码的电波形都能在信道中传输n如含有丰富直流、低频成分的基带信号就不适
15、宜在信道中传输，因其有可能造成信号严重畸变n对传输用的基带信号主要有两个方面的要求n代码：原始消息代码必须编成适合于传输用的码型n所选码型的电波形：电波形应适合于基带系统的传输n前者属于传输码型的选择，后者属于基带脉冲的选择，二者既独立又有联系2022-7-3125第25页，共83页。6.3 基带传输常用的码型基带传输常用的码型n传输码结构应具有的主要特性n基带信号无直流分量，只有很小的低频分量 n便于从基带信号中提取定时信息 n信号中高频分量尽量少，以节省传输频带并减少码间串扰n不受信息源统计特性的影响，即能适应于信息源的变化n具有内在的检错能力，传输码型应具有一定规律性，以便利用这一规律性
16、进行宏观监测n 编译码设备要尽可能简单2022-7-3126第26页，共83页。6.3 基带传输常用的码型基带传输常用的码型nAMI码nAMI码是传号交替反转码，其编码规则是将二进制消息代码“1”交替地变换为传输码的“+1”和“-1”，而“0”保持不变nAMI码是CCITT建议采用的传输码性之一例如：消息代码 1 0 0 1 1 0 0 0 0 0 0 0 1 1 0 0 1 1 AMI码 +1 0 0 1 +1 0 0 0 0 0 0 0-1+1 0 0 -1+12022-7-3127第27页，共83页。6.3 基带传输常用的码型基带传输常用的码型nAMI码具有如下的优点n由于+1与-1 交
17、替，AMI码的功率谱中不含直流成分，高、低频分量少，能量集中在频率为1/2码速处n位定时频率分量虽然为0，但只要将基带信号经全波整流变为单极性归零波形，便可提取位定时信号nAMI码的编译码电路简单，便于利用传号极性交替规律观察误码情况nAMI码的不足当原信码出现连“0”串时，信号的电平长时间不跳变，造成提取定时信号的困难2022-7-3128第28页，共83页。6.3 基带传输常用的码型基带传输常用的码型nHDB3码全称是3阶高密度双极性码n一种改进型的AMI码，其目的是为了保持AMI码的优点而克服其缺点，使连“0”个数不超过3个nHDB3码是目前应用最为广泛的码型2022-7-3129第29
18、页，共83页。6.3 基带传输常用的码型基带传输常用的码型nAMI码和HDB3码的功率谱1.00.500.51.0AMIHDB3非归零码归一化功率谱f/fs2022-7-3130第30页，共83页。6.3 基带传输常用的码型基带传输常用的码型nHDB3码编码规则n当信码的连“0”个数不超过3时，仍按AMI码的规则编码，即传号极性交替n当连“0”个数超过3时，则将第4个“0”改为非“0”脉冲，记为+V或-V，称之为破坏脉冲，相邻V码的极性必须交替出现，以确保编好的码中无直流 n为了便于识别，V码的极性应与其前一个非“0”脉冲的极性相同，否则，将四连“0”的第一个“0”更改为与该破坏脉冲相同极性的
19、脉冲，并记为+B或-Bn破坏脉冲之后的传号码极性也要交替2022-7-3131第31页，共83页。6.3 基带传输常用的码型基带传输常用的码型nHDB3码译码n虽然HDB3码的编码规则比较复杂，但译码却比较简单n 从编码原理可以看出，每一个破坏符号V总是与前一非0符号同极性（包括B）n译码时，从收到的符号序列中找到破坏点V，可断定V符号及其前面的3个符号必是连0符号，从而恢复4个连0码n将所有-1变成+1后便得到原消息代码nHDB3码保持了AMI码的优点外，同时还将连“0”码限制在3个以内，故有利于位定时信号的提取2022-7-3132第32页，共83页。6.3 基带传输常用的码型基带传输常用
20、的码型nPST码成对选择三进码nPST编码过程n将二进制代码两两分组n把每一码组编码成两个三进制数字(+、-、0)n在一个码组中仅发单个脉冲时，应两个模式交替变换nPST码的特点n能提供足够的定时分量，且无直流成分，编码过程较简单n但这种码在识别时需要提供“分组”信息，即需要建立帧同步二进制代码+模式-模式00-+-+010 +0 -10+0-011+-+-2022-7-3133第33页，共83页。6.3 基带传输常用的码型基带传输常用的码型n数字双相码又称曼彻斯特（Manchester）码n用一个周期的正负对称方波表示“0”，而用其反相波形表示“1”n编码规则之一是：“0”码用“01”两位码
21、表示，“1”码用“10”两位码表示n数字双相码特点n只有极性相反的两个电平，而不像前面的三种码具有三个电平n由于双相码在每个码元周期的中心点都存在电平跳变，因而富含位定时信息n因码的正、负电平各半，故无直流分量n编码过程简单，但带宽比原信码大1倍 2022-7-3134第34页，共83页。6.3 基带传输常用的码型基带传输常用的码型n密勒码(Miller)又称延迟调制码它是双相码的一种变形n编码规则如下n“1”码用码元间隔中心点出现跃变来表示，即用“10”或“01”表示n“0”码有两种情况：单个“0”时，在码元间隔内不出现电平跃变，且与相邻码元的边界处也不跃变，连“0”时，在两个“0”码的边界
22、处出现电平跃变双相码密勒码2022-7-3135第35页，共83页。6.3 基带传输常用的码型基带传输常用的码型nCMI码是传号反转码的简称，与数字双相码类似，它也是一种双极性二电平码n编码规则如下n“1”码交替用“11”和“00”两位码表示；“0”码固定地用“01”表示nCMI码有较多的电平跃变，因此含有丰富的定时信息n不会出现3个以上的连码，这个规律可用来宏观检错双相码密勒码CMI码2022-7-3136第36页，共83页。6.4 基带脉冲传输与码间串扰基带脉冲传输与码间串扰n基带信号传输的数学模型n本节定量分析基带脉冲传输过程，分析模型如图示)(ty)(ts)(td2022-7-3137
23、第37页，共83页。)(th6.4.1 基带信号传输的数学模型基带信号传输的数学模型n基带传输系统的总传输特性)()(thtddeHthtj)(21)()(td RTGCGH)(基带传输系统)2022-7-3138第38页，共83页。n接收滤波器输出信号n对第k个码元ak进行判决，应在t=kTs+t0时刻上（t0是信道和接收滤波器所造成的延迟）对y(t)抽样 tnnTthatnthtdtyRnsnR)(6.4.2 码间串扰与噪声码间串扰与噪声 0000)(tkTntTnkhathatkTysRsknnks码间串扰值2022-7-3139第39页，共83页。6.4.2 码间串扰与噪声码间串扰与噪
24、声n基带信号传输的过程001001t/sd(t)s(t)y(t)Ts(t)y(kTs)Ts(t)d(t)无码间串扰有码间串扰2022-7-3140第40页，共83页。6.4.2 码间串扰与噪声码间串扰与噪声n码间串扰和随机噪声n由于码间串扰值和噪声的存在，抽样判决时有可能发生错判,造成误码n只有当码间串扰值和噪声足够小时，才能基本保证判决的正确，否则有可能发生错判,造成误码n为了使通信系统误码率尽可能的小，必须最大限度的减小码间串扰和随机噪声的影响n这也正是研究基带脉冲传输的基本出发点2022-7-3141第41页，共83页。n若想消除码间串扰，应有n这就需要对h(t)的波形提出要求n实际中的
25、h(t)波形有很长的“拖尾”，但只要让它在后续相应的码元抽样判决时刻上正好为0，就能消除码间串扰6.5 无码间串扰的传输特性无码间串扰的传输特性00knsntTnkhah(t)Ot0t0 Tst(a)h(t)Ot0t0 Tstt02 Ts(b)2022-7-3142第42页，共83页。6.5 无码间串扰的传输特性无码间串扰的传输特性n无码间串扰条件n基带系统无码间串扰的时域条件（假设信道和接收滤波器所造成的延迟t0=0）n该式说明基带系统冲激响应除在h(0)取值不为零，其他抽样时刻上的抽样值均为零nknkTnkhs01)2022-7-3143第43页，共83页。n无码间串扰条件n基带传输系统应
26、满足的频域条件 n频域条件又称为奈奎斯特第一准则，它提供了检验一个给定的系统特性H()是否产生码间串扰的一种方法n满足奈奎斯特第一准则的H（）很多1)2(1siSTiHTsT6.5 无码间串扰的传输特性无码间串扰的传输特性SssiTTTiH)2(2022-7-3144第44页，共83页。6.5 无码间串扰的传输特性无码间串扰的传输特性n理想低通系统n频率响应n冲激响应n当发送间隔为码元周期时，利用这些零点实现无码间串扰传输SSsTTTH0)(tTtTthsssin)(2022-7-3145第45页，共83页。n理想低通系统无码间干扰的基带传输系统n最高的码元速率 n系统的频率宽度n最高频带利用
27、率 （波特/赫）6.5 无码间串扰的传输特性无码间串扰的传输特性)(1BTRsBsT2)(21BsRHzTB2)()(ZBHBBR2022-7-3146第46页，共83页。6.5 无码间串扰的传输特性无码间串扰的传输特性n无码间串扰条件的基带系统n输入序列若以1/Ts波特的速率进行传输时，所需的最小传输带宽为12Ts，这是在抽样时刻无码间串扰条件下，基带系统所能达到的极限情况n理想低通基带系统所能提供的最高频带利用率 =2波特赫n通常，我们把12Ts称为奈奎斯特带宽，记为W1，则该系统无码间串扰的最高传输速率为2W1波特，称为奈奎斯特速率2022-7-3147第47页，共83页。6.5 无码间
28、串扰的传输特性无码间串扰的传输特性n等效低通特性n实际上，只要在区间（-/Ts,/Ts）上，能叠加出理想滤波特性来，则H（）就能消除码间干扰SSssieqTTTTiHH0)2()(2022-7-3148第48页，共83页。TsH()OTs3Ts2TsTsTs2Ts3OTsTsTs3Ts2TsTsTs2Ts3OTsTsHeq()Tsi0i1i1(a)(b)(c)(d)(e)6.5 无码间串扰的传输特性无码间串扰的传输特性n实际低通滤波器H（）n平移与叠加过程等效理想低通特性2022-7-3149第49页，共83页。Heq()OW1fOY()fW1W1 W2OH()W1W1 W2fW26.5 无码
29、间串扰的传输特性无码间串扰的传输特性n具有滚降特性的低通滤波器n定义滚降系数nw1是无滚降时的截止频率，W2为滚降部分的截止频率12WW2022-7-3150第50页，共83页。sssSSSssTTTwTaTTTTH1011)(2sin1 210)(6.5 无码间串扰的传输特性无码间串扰的传输特性n具有滚降系数为 的余弦滚降特性表达式 SSSSTtTtTtTtth/41/cos/sin222022-7-3151第51页，共83页。H()Ts010.750.5OW12W1f(a)h(t)00.50.751t14W112W112W114W1(b)16.5 无码间串扰的传输特性无码间串扰的传输特性n
30、余弦滚降系统n=0,理想低通滤波器，B=W1，频带利用率2B/HZn=1,B=2W1,频带利用率1B/HZn,B,时域波形衰减加快2022-7-3152第52页，共83页。6.6 部分响应系统部分响应系统n两种无码间串扰系统的比较理想低通和余弦滚降n 理想低通的频带利用率虽达到基带系统的理论极限值2波特/赫，但难以实现，且它的h(t)的尾巴振荡幅度大、收敛慢，从而对定时要求十分严格n余弦滤波特性虽然克服了上述缺点，但所需频带加宽，频带利用率下降，因此不能适合于高速传输2022-7-3153第53页，共83页。6.6 部分响应系统部分响应系统n寻求一种传输系统n允许存在一定的，受控制的码间串扰，
31、但在接收端可加以消除n能使频带利用率提高到理论上的最大值，又可使形成的“尾巴”衰减大、收敛快的传输波形，从而降低对定时抽样精度的要求n部分响应系统n有码间干扰，频带利用率与理想低通系统相同n其传输波形称为部分响应波形2022-7-3154第54页，共83页。6.6 部分响应系统部分响应系统n改进思路n观察的sinxx波形，发现相距一个码元间隔的两个sinxx波形的“拖尾”刚好正负相反n利用这样的波形组合可以构成“拖尾”衰减很快的脉冲波形2022-7-3155第55页，共83页。)2()2(sin)2()2(sin)(SSSSSSSsTtTTtTTtTTtTtg6.6.1 改进思路改进思路n合成
32、波的表达式n简化后为n时域波形41cos4)(22SSTtTttg2022-7-3156第56页，共83页。n合成波的频谱函数ng(t)频谱限制在（-/Ts,/Ts）n传输带宽 B=12Tsn频带利用率 =2波特赫ssSSTTTTG02cos2)(6.6.1 改进思路改进思路2022-7-3157第57页，共83页。6.6.1 改进思路改进思路ng(t)的波形特点 ng(t)波形的拖尾幅度衰减快n只在抽样时刻上有发送码元的样值将受到前一码元样值的串扰，而与其他码元不产生串扰n由于存在前一码元留下的有规律的串扰，可能会造成误码的传播（或扩散）但这一有规律的串扰，可以通过预编码以及模 2判决来消除
33、a1a0a1a2TsTsTsTs抽样脉冲2022-7-3158第58页，共83页。1kkkbbc6.6.2 实用的部分响应系统系统实用的部分响应系统系统n第类部分响应系统n预编码n相关编码n模2判决1kkkbab 2modkkca kbkc原理框图2022-7-3159第59页，共83页。n部分响应波形的一般形式可以是N个sinx/x波形之和 式中R1,R2,RN为加权系数，其取值为正、负整数及零n当取R1=1，R2=1，其余系数Ri=0时，即为前面所述的部分响应波形第类部分响应波形)1(sin.)()(sinsin)(21SSSNSsSSSSTNtTTRTtTTtTRtTtTRtg6.6.3
34、 部分响应系统的一般表示部分响应系统的一般表示2022-7-3160第60页，共83页。n部分响应波形的频谱函数为n可见,G()仅在(-/Ts,/Ts)范围内存在。n Ri(i=1,2,N)不同，将有不同类别的部分响应信号，常见的部分响应波形有五类ssTmjwNmmSTTeRTGs0)()1(16.6.3 部分响应系统的一般表示部分响应系统的一般表示2022-7-3161第61页，共83页。n部分响应系统消除码间串扰方式n预编码：（模相加）n 相关编码:(算数相加)n 模L判决：6.6.3 部分响应系统的一般表示部分响应系统的一般表示)1(121NkNkkkbRbRbRa)1(121NkNkk
35、kbRbRbRc Lkkcamod2022-7-3162第62页，共83页。6.7 基带传输系统的抗噪性能基带传输系统的抗噪性能 n码间串扰和信道噪声是影响接收端正确判决而造成误码的两个因素n上节讨论了不考虑噪声影响时，能够消除码间串扰的基带传输特性n本节来讨论在无码间串扰的条件下，噪声对基带信号传输的影响，即计算噪声引起的误码率2022-7-3163第63页，共83页。6.7 基带传输系统的抗噪性能基带传输系统的抗噪性能 n基带传输系统的抗噪性能分析模型n信道噪声只对接收端产生影响 tntstxR ts2022-7-3164第64页，共83页。6.7 基带传输系统的抗噪性能基带传输系统的抗噪
36、性能n无噪声影响时的信号波形n信号为双极性A电平；判决门限选择0电平2022-7-3165第65页，共83页。6.7 基带传输系统的抗噪性能基带传输系统的抗噪性能n有噪声影响时的信号波形n信号为双极性A电平；判决门限选择0电平2022-7-3166第66页，共83页。n误码率Pe信道加性噪声引起这种误码的概率n信道加性噪声n(t)通常被假设为均值为0、双边功率谱密度n0/2的高斯白噪声n接收滤波器是一个线性网络，其输出噪声nR(t)是均值为0的窄带平稳高斯噪声6.7 基带传输系统的抗噪性能基带传输系统的抗噪性能接收滤波器取样判决器n(t)GR()s(t)nR(t)2022-7-3167第67页
37、，共83页。6.7 基带传输系统的抗噪性能基带传输系统的抗噪性能n输出噪声的统计特性n输出噪声的功率谱密度n输出噪声的方差（噪声平均功率）n输出噪声瞬时值 是高斯随机变量dwwGnRn202)(221 20)(2RnGnPR222/21)(nvnevfkTsnVR2022-7-3168第68页，共83页。6.7 基带传输系统的抗噪性能基带传输系统的抗噪性能n双极性基带信号抽样时刻n信号+噪声n发“1”时，x(t)一维概率密度为n发“0”时，x(t)一维概率密度为2)(exp21)(221nnAxxf0)(1)()(sRsRskTnAkTnAkTx2)(exp21)(220nnAxxff0(x)
38、f1(x)AAOxP(0/1)P(1/0)Vd判决电平2022-7-3169第69页，共83页。6.7 基带传输系统的抗噪性能基带传输系统的抗噪性能n在二进制基带信号传输过程中，噪声会引起两种误码概率n发“1”错判为“0”的概率P(0/1)n发“0”错判为“1”的概率P(1/0)n基带传输系统总的误码率 221212ndeAverfp221211ndeAverfp ddVVedxxfpdxxfpPpPpp01)0()1()1/0()1()0/1()0(2022-7-3170第70页，共83页。6.7 基带传输系统的抗噪性能基带传输系统的抗噪性能n最佳门限电平n双极性信号n当P(1)=P(0)=
39、1/2时，Vd*=0n基带传输系统总误码率)0/1(21)1/0(21pppe)1()0(ln22ppAvnd)2(1 21nAerf)2(21nAerfc2022-7-3171第71页，共83页。6.7 基带传输系统的抗噪性能基带传输系统的抗噪性能n单极性基带信号n电平取值+A（对应“1”码），0（对应“0”码）n抽样时刻f0(x)f1(x)AAOxP(0/1)P(1/0)Vd0)(1)()(sRsRskTnkTnAkTx2022-7-3172第72页，共83页。6.7 基带传输系统的抗噪性能基带传输系统的抗噪性能n最佳门限电平n单极性信号n当P(1)=P(0)=1/2时，n基带传输系统总误
40、码率)1()0(22PPInAAvnd)22(21)22(1 21nneAerfcAerfP2Avd2022-7-3173第73页，共83页。6.7 基带传输系统的抗噪性能基带传输系统的抗噪性能n当单极性与双极性基带信号的A、n都相等时n单极性基带系统的抗噪声性能不如双极性基带系统n在等概条件下n单极性的最佳判决门限电平为A/2，当信道特性发生变化时，信号幅度A将随着变化，故判决门限电平也随之改变，不能保持最佳状态，导致误码率增大n双极性的最佳判决门限电平为0，与信号幅度无关，不随信道特性变化而变，能保持最佳状态n基带系统多采用双极性信号进行传输2022-7-3174第74页，共83页。6.8
41、 眼图眼图n眼图n利用实验手段估计系统性能时在示波器上观察到的一种图形，当传输二进制信号波形时,示波器显示的图形很像人的眼睛，故名“眼图”n眼图的意义n在码间干扰和噪声同时存在时，利用眼图能近似估算出系统性能n观察眼图的方法n 用一个示波器接在接收滤波器的输出端n 调整示波器水平扫描周期,使其与接收码元的周期同步n 观察示波器显示的图形,估计系统性能的优劣程度2022-7-3175第75页，共83页。6.8 眼图眼图n无码间串扰的双极性基带波形n用示波器观察它，并将示波器扫描周期调整到码元周期Ts，由于示波器的余辉作用，扫描所得的每一个码元波形将重叠在一起，形成如图所示的迹线细而清晰的大“眼睛
42、”2022-7-3176第76页，共83页。6.8 眼图眼图n有码间串扰的双极性基带波形n由于存在码间串扰,此波形已经失真，示波器的扫描迹线就不完全重合,于是形成的眼图线迹杂乱,“眼睛”张开得较小，且眼图不端正2022-7-3177第77页，共83页。6.8 眼图眼图n眼图可以定性反映码间串扰的大小和噪声的大小。眼图可以用来指示接收滤波器的调整，以减小码间串扰，改善系统性能n眼图模型n“眼睛”张开最大时刻是最佳抽样时刻n中间水平横线表示最佳判决门限电平n阴影区的垂直高度表示接收信号振幅失真范围n“眼睛”斜边的斜率表示抽样时刻对定时误差的灵敏度n在无噪声情况下，“眼睛”张开的程度，即在抽样时刻的
43、上下两阴影区间的距离之半，为噪声容限；若在抽样时刻的噪声值超过这个容限，就可能发生错误判决斜边噪声容限信号失真过零点失真最佳判决门限限电平最佳判决时刻2022-7-3178第78页，共83页。6.9 时域均衡时域均衡n在信道特性确知条件下，可以精心设计接收和发送滤波器以达到消除码间串扰和尽量减小噪声影响的目的n实际实现时，由于存在滤波器的设计误差和信道特性的变化，无法实现理想的传输特性，会引起传输波形的失真产生码间干扰，影响系统性能n均衡器 n在基带系统中插入一种可调(或不可调)滤波器可以校正或补偿系统特性，减小码间串扰的影响，这种起补偿作用的滤波器称为均衡器2022-7-3179第79页，共
44、83页。6.9 时域均衡时域均衡n频域均衡n利用可调滤波器的频率特性去补偿基带系统的频率，使包括均衡器在内的基带系统总特性满足无失真传输条件n频域均衡在信道特性不变，且在传输低速数据时是适用的n时域均衡n利用波形补偿的方法将畸变的波形加以校正,使包括均衡器在内的整个系统冲激响应满足无码间串扰条件n时域均衡可以根据信道特性的变化进行调整，能够有效地减小码间串扰，故在高速数据传输中得以广泛应用2022-7-3180第80页，共83页。6.9 时域均衡时域均衡n时域均衡器原理n在接收滤波器和抽样判决器之间插入一个称之为横向滤波器的可调滤波器n设均衡器的频率特性为:T()n理论上均衡后:H()=H（）
45、T（），且使其满足下式即可消除码间串扰sissseqTTTTiHH|0|)2()(2022-7-3181第81页，共83页。6.9 时域均衡时域均衡n横向滤波器实现时域均衡 n只要用无限长的横向滤波器，在理论上能做到消除码间干扰的影响n用有限长的横向滤波器可减小码间干扰 Tcn2022-7-3182第82页，共83页。6.9 时域均衡时域均衡n均衡效果的衡量 n采用峰值失真准则和均方失真准则作为衡量标准n通常以最小峰值失真为准则，或以最小按均方失真为准则来确定或调整均衡器的抽头系数，均可获得最佳的均衡效果使失真最小n在输入序列给定时，可以按2N+1线性方程组调整或设计各抽头系数Ci，迫使y0前后各有N个取样点上的零值。这种调整叫做“迫零”调整，所设计的均衡器称为“迫零”均衡器。，此时D取最小值，均衡效果达到最佳2022-7-3183第83页，共83页。
