1、-1 第第11章章 OFDM多载波调制技术多载波调制技术杨鸿文杨鸿文-2多径传播与频率选择性n信号从发送端到接收端的传播方式：多径多径n多径信道的参数时延扩展、相干带宽n发送信号的参数符号间隔、信号带宽n信道分为两种：平衰落或频率选择性衰落满足以下条件是平衰落n信道的时延扩展远小于发送信号的符号间隔n发送信号的带宽远小于信道的相干带宽其余是频率选择性衰落-3频率选择性n信道的频率选择性会引起符号间干扰（Inter Symbol Interference）n解决方案q均衡技术（5.7节）q接收端加一个均衡器以消除或减少ISIq扩频技术（10.8节）n扩频能抗干扰，包括能抗多径引起的符号间干扰n进
2、一步还能利用多径实现分集（Rake）q多载波通信（11章）-4单载波通信系统的基带模型-5单载波系统的时域均衡n带宽为 Bn符号持续时间 T=1/Bn当max T不满足n产生符号间干扰(ISI)n均衡用于消除 ISIn时域均衡阶数n=B*max nB增大，n增大，n时域均衡复杂度大幅增大n新的思路：多载波传输！新的思路：多载波传输！-6多载波并行传输n数据速率越高，则符号间隔越小，信号带宽越大，信道的频率选择性也越强n多载波并行传输是将高速数据分解成N路低速数据，分别用N个不同的载频进行调制后同时发送。q只要N足够大，每个子路的符号间隔将足够大，其已调信号的带宽将足够窄，使得信道对于该子路的已
3、调信号来说近似是平的，ISI近似可以忽略。-7例n信道时延扩展为30msnBPSK，数据速率是1Mb/s，基带采用矩形脉冲成形，BPSK主瓣带宽2MHzn符号间隔1ms，符号间干扰严重n分成1000路q每路的符号间隔是1ms，主瓣带宽是2kHzq每个子BPSK经历的信道近似是平衰落q1000路总的带宽是2MHz，总数据速率是1Mb/s-8OFDM 系统(N 个子载波)n将可用带宽分为 N 个子带宽n每个符号占用很窄的带宽，但是持续时间变长n每个子载波的带宽qf=B/Nn符号持续时间qT=N/BqT=1/f-9OFDM 通信系统的基带模型对于均匀子载波间隔,0,1,1,kfkkNf-10正交基函
4、数n作为第 k 个子载波的正交基函数为n基函数满足正交条件(,)exp2,0,(,)0,otherwise.kg t kjf ttTg t k*02*00(,)(,)0,(,)(,)(,),.TTTg t kg t p dtkpg t kg t p dtg t kdtTkp-11nOFDM 信号：以调制 BPSK 信号1，1，-1，-1，1为例-12分析nOFDM 信号等效于在带宽 B 的频带内传输了 N 个正交子载波q子载波的相位、幅度由待传信号决定q子载波的频率共有 N 个，分别为：q每个子载波占有带宽f，持续时间为 1/fnOFDM 信号为调制了信息的 N 个子载波的叠加，利用正交性原理
5、可以在接收端解调出信号nOFDM 的时域信号波形不规则PAPR01210,2,.,(1)NffffffNf-13发送信号时域表达式n设一个OFDM符号期间0,Ts内各子载波发送的数据是A0,A1,AN1，均取值于1 scos 2cos 20iiiiistA g tf tAf ttT 11s00cos 20NNiiiiis tstAf ttT-14单个OFDM符号的频谱表达式n设一个OFDM符号间隔0,Ts内各子载波发送的数据是A0,A1,AN1，均取之于1sj1sss0esincsinc2fTNiiiiTSfAffTffT sjsssincefTg tTfT-158101214161820-0
6、.4-0.200.20.40.60.81N=8fff010ff0111NAAA-16功率谱密度122ss0sincsinc4NssiiiTPfffTffT假设数据是独立等概的二进制序列，则BPSK-OFDM的功率谱密度是各个子载波上BPSK的功率谱密度之和：-17lOFDM 的频谱利用率高l当子载波数较大时，OFDM 信道的频谱接近矩形l有效利用了频谱频谱效率频谱效率-18与 FDM 比较nFDM：frequency division multiplexingqFDM 系统需要将各个子载波间隔开nOFDM：orthogonal frequency division multiplexingqO
7、FDM 系统的各个子载波是相互交叉存在的-19-20BPSK-OFDM的解调框图N个并行的BPSK解调器-例：子载波数的设计n给定条件q信道带宽为1MHz，信道时延扩展为20msnN应满足qOFDM符号间隔Ts远大于时延扩展20msqN一般取为2的整幂n答案：q若10倍算远大于，则N=256q若20倍算远大于，则N=512q若100倍算远大于，则N=2048 ss,20,20 s1MHz20NNBTsNTBmm-22QAM-OFDMbsb2211loglogRfTN TMNM 每一路的比特率=Rb/NN个并行、载波正交的M进制QAMOFDM符号间隔Ts=NTblog2M-23信号表达式 cc1
8、1j2j200j2ccReeeReecos2cos2NNf ti ftiiiif ts ts tAa tI tf tQ tf t 1j20eNi ftiia tA复包络第i个子载波上的QAM星座点：Ai ReImI ta tQ ta t同相分量、正交分量-24I/Q正交调制-25OFDM的数字化实现n在0,Ts时间内，对复包络a(t)采样n序列am是序列Ai的IDFTn序列Ai是序列am的DFTn称Ai为频域符号，称am为时域样值s11j2j2s00ee,0,1,1TmiNNi f mNNmiiiiTaa mAAmNN 1j20e,0,1,1miNNimmAaiN-27保护间隔n由于多径时延扩
9、展，OFDM符号经过多径信道后将变宽n实际当中，信道的时延扩展与OFDM的符号间隔Ts相比不是无穷小-28保护间隔n在OFDM符号之间留出保护间隔可以防止前后干扰保护间隔Tg应比最大时延扩展更大-29子载波的正交性两个正交的子载波-30空白保护间隔不能保证子载波的正交性在0,Ts窗口内，第1径上第1子载波和第2径上的第2子载波不正交，后果是子载波间干扰（ICI）-31将保护间隔的内容设计为OFDM信号的周期延拓（循环前缀）可以解决问题Tg内的信号是OFDM信号Ts内末尾部分的重复-32循环前缀（Cyclic Prefix）-33OFDM系统-34峰均比nOFDM中多个子载波信号叠加的结果将导致已调信号的峰值功率与平均功率之比（Peak to Average Power Ratio）增大 2max2PAPRs tstn高PAPR对放大器的线性度、ADC的动态范围等有很高的要求，使硬件成本、复杂度及功耗增高。-35载频偏移与ICIn s*j0s1deICITiiiiAa t cttAT
