1、21:511信道估计问题信道估计问题 信道估计包括信道估计包括 载波相位、载波频率估计与载波同步载波相位、载波频率估计与载波同步 符号定时估计与符号同步符号定时估计与符号同步 幅度估计与自动增益控制幅度估计与自动增益控制 带限信道频率特性估计与均衡带限信道频率特性估计与均衡 干扰估计与抑制干扰估计与抑制前三个问题属于参数估计，后两个问题属于前三个问题属于参数估计，后两个问题属于波形估计波形估计21:512信道估计问题信道估计问题 设发送信号为设发送信号为 ，其中，其中 为等为等效低通复包络。设信道延时为效低通复包络。设信道延时为 ，n(t)n(t)为为AWGNAWGN，其等效低通复包络为，其等
2、效低通复包络为z(t)z(t)，则接收信，则接收信号为号为 式中式中 理想情况下，即已知发送载波的频率和初相、理想情况下，即已知发送载波的频率和初相、接收机本振的频率和初相，这样接收机本振的频率和初相，这样 与与 之间之间只用估计出一个参数即可得到另一个参数。只用估计出一个参数即可得到另一个参数。tfjlcetsts2)()()(tsltfjjlcetzetstntstr2)()()()()(cf24.1 信道估计概述信道估计概述21:513信道估计问题信道估计问题 实际环境下，接收机本振和发送载波频率不可能完实际环境下，接收机本振和发送载波频率不可能完全相等，相位上不可能同步全相等，相位上不
3、可能同步;且由于频率稳定性、多普列频移等因素，两者的频且由于频率稳定性、多普列频移等因素，两者的频率、相位还独立地随时间变化。率、相位还独立地随时间变化。接收信号的载波相位未知是由两个因素造成的：接收信号的载波相位未知是由两个因素造成的：一是信道延时未知，未是收发两端振荡器的频率、初相及一是信道延时未知，未是收发两端振荡器的频率、初相及其变化规律未知。其变化规律未知。另外，即使在理想情况下，对另外，即使在理想情况下，对 的估计精度也不可能满足的估计精度也不可能满足对对 的估计要求。，的估计要求。，因此，载波相位估计和信道延时估计（即符号定时因此，载波相位估计和信道延时估计（即符号定时估计）必须
4、看作是两个独立的问题。估计）必须看作是两个独立的问题。4.1 信道估计概述信道估计概述21:514信道估计问题信道估计问题 当收发两端频率漂移较为缓慢，信道延迟变当收发两端频率漂移较为缓慢，信道延迟变化也较为缓慢（即相互运动速率较小，多普化也较为缓慢（即相互运动速率较小，多普勒频移较小）时，频差引起的相位变化被吸勒频移较小）时，频差引起的相位变化被吸收到中，在较短的收到中，在较短的M M个符号间隔内基本不变，个符号间隔内基本不变，这时可以无需专门的频率估计，而是进行动这时可以无需专门的频率估计，而是进行动态相位估计和跟踪。态相位估计和跟踪。若频率偏移或者多普勒频移引起的频差较大，若频率偏移或者
5、多普勒频移引起的频差较大，则需要首先进行频率估计。则需要首先进行频率估计。4.1 信道估计概述信道估计概述21:515信道估计问题信道估计问题 并非所有的系统都需要同时进行相位估计和定并非所有的系统都需要同时进行相位估计和定时估计。时估计。定时估计是数字通信系统的特殊问题定时估计是数字通信系统的特殊问题相位估计是相干检测（无论是数字通信还是模拟通信）相位估计是相干检测（无论是数字通信还是模拟通信）的特殊问题的特殊问题在频率调制、多普勒雷达或者动目标检测雷达中往往在频率调制、多普勒雷达或者动目标检测雷达中往往需作频率估计。需作频率估计。在实际进行相位、频率或定时的估计时，并不在实际进行相位、频率
6、或定时的估计时，并不是估计接收信号相对发射信号的绝对量，而是是估计接收信号相对发射信号的绝对量，而是估计接收信号相对于本地信号（接收本振、采估计接收信号相对于本地信号（接收本振、采样时钟）的相对偏移量。样时钟）的相对偏移量。4.1 信道估计概述信道估计概述21:516反馈环反馈环 反馈环是相位（频率）估计和符号定时反馈环是相位（频率）估计和符号定时估计中常用的技术，它可以模拟实现，估计中常用的技术，它可以模拟实现，也可以全数字化实现。也可以全数字化实现。在全数字化实现中，通过反馈控制采样在全数字化实现中，通过反馈控制采样时钟和下变频（时钟和下变频（DDCDDC）中的）中的NCONCO来实现定来
7、实现定时同步与载波相位同步。时同步与载波相位同步。反馈环是数字无线电同步技术中的一个反馈环是数字无线电同步技术中的一个重要方法。重要方法。反馈环分两种：一种是判决反馈式。二反馈环分两种：一种是判决反馈式。二是非判决辅助式。是非判决辅助式。软件无线电采用无反馈环同步技术。软件无线电采用无反馈环同步技术。4.1 信道估计概述信道估计概述21:517无反馈环同步技术无反馈环同步技术 参数估计的理论基础是最大似然估计，反馈环参数估计的理论基础是最大似然估计，反馈环是最大似然估计的某种近似，不是真正意义上是最大似然估计的某种近似，不是真正意义上的最大似然估计。的最大似然估计。直接从最大似然估计出发，可以
8、导出真正意义直接从最大似然估计出发，可以导出真正意义上的无需反馈环的最大似然相位和定时估计上的无需反馈环的最大似然相位和定时估计;接收机中解调用的本地参考载波和采样时钟都接收机中解调用的本地参考载波和采样时钟都独立于固定频率，载波相位误差和采样时钟误独立于固定频率，载波相位误差和采样时钟误差的消除、信号的判决译码全部由数字信号处差的消除、信号的判决译码全部由数字信号处理器通过相应的软件来完成。理器通过相应的软件来完成。4.1 信道估计概述信道估计概述21:518软化时钟软化时钟 无反馈环同步技术基于软化时钟的概念无反馈环同步技术基于软化时钟的概念 软件无线电本质，上是一种带存储的延迟处理，软件
9、无线电本质，上是一种带存储的延迟处理，“时钟时钟”已脱离了其本身的物理信号特征。已脱离了其本身的物理信号特征。无反馈环相位和定时同步即是建立在无反馈环相位和定时同步即是建立在“软化时钟软化时钟”概念基础上的概念基础上的 定时同步通过定时估计和插值运算来实现定时同步通过定时估计和插值运算来实现 相位同步通过直接估计相位来进行相位补偿或最大似相位同步通过直接估计相位来进行相位补偿或最大似然判决。然判决。“实时处理实时处理”是建立在足够快的处理速度基础上是建立在足够快的处理速度基础上的，非实时处理则需要大容量的长时间存储空间。的，非实时处理则需要大容量的长时间存储空间。4.1 信道估计概述信道估计概
10、述21:519信道估计信道估计 均衡与干扰抑制是信道估计的两个重要均衡与干扰抑制是信道估计的两个重要问题问题 对数字信号传输，发送和接收滤波器完对数字信号传输，发送和接收滤波器完成两个基本作用：成两个基本作用：噪声抑制，实现最大信噪比输出；噪声抑制，实现最大信噪比输出；波形成形，以消除判决时刻的符号间干扰波形成形，以消除判决时刻的符号间干扰ISIISI。实际情况：信道特性未知；信道特性时实际情况：信道特性未知；信道特性时变；信道中存在外部干扰；变；信道中存在外部干扰；4.1 信道估计概述信道估计概述21:5110信道估计信道估计 要求接收滤波器完成：要求接收滤波器完成：对未知的信道特性进行估计
11、，并随着信道对未知的信道特性进行估计，并随着信道特性的变化进行自适应跟踪，在估计和跟特性的变化进行自适应跟踪，在估计和跟踪的基础上，实现匹配滤波和波形成形一踪的基础上，实现匹配滤波和波形成形一般是在传统的接收滤波器基础上加一个均般是在传统的接收滤波器基础上加一个均衡器来完成；衡器来完成；对信道中的外部干扰进行估计和消除，一对信道中的外部干扰进行估计和消除，一般是在传统的接收滤波器基础上加一个自般是在传统的接收滤波器基础上加一个自适应滤波器实现适应滤波器实现4.1 信道估计概述信道估计概述21:51114.2 4.2 载波相位估计与载波同步载波相位估计与载波同步 信号估计的基本准则信号估计的基本
12、准则最大后验概率（最大后验概率（MAPMAP）准则：信号参数被）准则：信号参数被视为随机的具有某种先验概率分布视为随机的具有某种先验概率分布最大似然估计（最大似然估计（MLML）准则：信号参数是未）准则：信号参数是未知的确定量知的确定量如没有信号参数的先验信息，一般假设先验如没有信号参数的先验信息，一般假设先验概率分布为均匀分布，此时概率分布为均匀分布，此时MAPMAP和和MLML准则是准则是等同的等同的4.2 载波相位估计与载波同步载波相位估计与载波同步21:5112最大似然估计最大似然估计 由于信号参数不是固定不变的由于信号参数不是固定不变的,而是随着时间而是随着时间缓慢变化。缓慢变化。为
13、了跟踪和估计这种变化，需要从过去为了跟踪和估计这种变化，需要从过去M M个接个接收样点中估计出现在时刻的参数值，而不仅收样点中估计出现在时刻的参数值，而不仅仅从当前接收样点估计当前的参数值。仅从当前接收样点估计当前的参数值。设符号间隔为设符号间隔为T T，则，则MTMT称为一个观测间隔，观称为一个观测间隔，观测间隔表征了允许的延迟量，在反馈环估计测间隔表征了允许的延迟量，在反馈环估计器中，观测间隔反比于环路的带宽。器中，观测间隔反比于环路的带宽。4.2 载波相位估计与载波同步载波相位估计与载波同步21:5113最大似然估计最大似然估计 考虑数字传输的第考虑数字传输的第k k个符号间隔个符号间隔
14、kT,(k+1)TkT,(k+1)T，并，并假设符号定时已求得，即令假设符号定时已求得，即令 ，接收信号可，接收信号可表示为表示为 式中式中 为具有数据调制的等效低通复包络；为具有数据调制的等效低通复包络；为未知相位（假设在一个符号间隔内不变）；为未知相位（假设在一个符号间隔内不变）；n(k)n(k)为复值高斯随机噪声为复值高斯随机噪声 显然显然 是经正交下变频和匹配滤波是经正交下变频和匹配滤波 得得到的采样值，其中到的采样值，其中 是符号脉冲波形是符号脉冲波形0)()exp()()(knjkskrl)(ksl0)(knE02)(NknE)(kr)(tTg)(tg1)()(0*Tdttgtg4
15、.2 载波相位估计与载波同步载波相位估计与载波同步21:5114最大似然估计最大似然估计 假设符号具有偶数（假设符号具有偶数（2N2N）个星座，即）个星座，即 所有符号先验概率相等，且所有符号先验概率相等，且 当当 时，我们将基于过去时，我们将基于过去M M个间隔的接收信号值个间隔的接收信号值得到载波相位得到载波相位 的的MLML估计值估计值 。似然函数为。似然函数为 由于假设各符号先验概率相等，可得对数似然函数：由于假设各符号先验概率相等，可得对数似然函数：式中式中0,)(iNiNcksiliicckTt)(kNNiililcmspcmsmrpmrp)()(,|)()|)(11),(cosh
16、)exp(ln),(kMkmNiiimqskLNcsii2)(Re(2),(*0jiiecmrNkmq4.2 载波相位估计与载波同步载波相位估计与载波同步21:5115最大似然估计最大似然估计 令令 得到得到 的的MLML估计估计 的表达式：的表达式：上式是高度非线性的，不可能得到上式是高度非线性的，不可能得到 的解析解，的解析解，但它提供了一种直接通过最得到大似然估计但它提供了一种直接通过最得到大似然估计 的方的方法，可以通过一定条件下的近似计算或用锁相环方法法，可以通过一定条件下的近似计算或用锁相环方法近似实现。近似实现。0L)(k)(k111*111*)(,(cosh)exp()(Re)
17、(,(sinh)exp()(sin)(,(cosh)exp()(Im)(,(sinh)exp()(coskMkmNiiiNiiiikMkmNiiiNiiiikmqscmrkmqskkmqscmrkmqsk)(k4.2 载波相位估计与载波同步载波相位估计与载波同步21:5116最大似然估计最大似然估计 得到得到 后，可用来对后，可用来对 进行相干检测判决。由进行相干检测判决。由 得到统计观测量得到统计观测量 则则 可见，假设载波相位变化缓慢，即在观测间隔可见，假设载波相位变化缓慢，即在观测间隔MTMT内保内保持不变，可利用过去持不变，可利用过去M M个接收样点估计出第个接收样点估计出第kTkT时
18、刻的相时刻的相位位 ，然后直接计算统计观测量，然后直接计算统计观测量 ，并进行，并进行相干判决。相干判决。因此，最大似然判决本身并不需要构建一个环路来调因此，最大似然判决本身并不需要构建一个环路来调整整VCOVCO的相位，适合于全数字化和软化实现。的相位，适合于全数字化和软化实现。锁相环将这一过程简化为相位的一个迭代预测过程，即通过锁相环将这一过程简化为相位的一个迭代预测过程，即通过过去观测间隔的相位预测当前时刻的相位过去观测间隔的相位预测当前时刻的相位模拟环路为连续迭代，数字环路为离散迭代模拟环路为连续迭代，数字环路为离散迭代锁相环是锁相环是MLML估计的一种简化近似实现。估计的一种简化近似
19、实现。)(k)(ksl)(,(max)(,(kkqkkqiiL)(kLlcks)()(,(kkqi)(k4.2 载波相位估计与载波同步载波相位估计与载波同步21:5117MLML估计存在两种近似实现方法估计存在两种近似实现方法 直接估计判决法：直接估计判决法：将接收信号在观测间隔内的将接收信号在观测间隔内的M M个值存储下来，计算个值存储下来，计算出出 ，然后进行最大似然判决。，然后进行最大似然判决。直接估计判决法中相位估计与相位误差消除、数据直接估计判决法中相位估计与相位误差消除、数据恢复均通过直接计算得到，可以全数字化实现。恢复均通过直接计算得到，可以全数字化实现。可直接估计可直接估计 ，
20、也可直接估计，也可直接估计)(k)exp(j4.2 载波相位估计与载波同步载波相位估计与载波同步21:5118MLML估计存在两种近似实现方法估计存在两种近似实现方法 锁相环法：锁相环法：通过鉴相器或信号处理鉴别出相位误差，然后通过通过鉴相器或信号处理鉴别出相位误差，然后通过环路滤波器对过去环路滤波器对过去M M个时刻进行累计，来调整第个时刻进行累计，来调整第kTkT时刻的时刻的VCOVCO相位，相位，VCOVCO输出即为第输出即为第kTkT时刻的相位估计。时刻的相位估计。锁相环可以模拟实现，也可全数字实现，对于全数锁相环可以模拟实现，也可全数字实现，对于全数字实现，字实现，VCOVCO一般为
21、数字下变频中的一般为数字下变频中的NCONCO。在锁相环法中，相位误差的估计原理与直接估计法在锁相环法中，相位误差的估计原理与直接估计法是一致的但在相位误差的消除上与直接法不同，它是一致的但在相位误差的消除上与直接法不同，它需要驱动需要驱动VCOVCO来实现。来实现。4.2 载波相位估计与载波同步载波相位估计与载波同步21:5119MLML估计存在两种近似实现方法估计存在两种近似实现方法 直接估计判决法直接估计判决法 锁相环法锁相环法 无论那种方法，估计的均值、方差和跟无论那种方法，估计的均值、方差和跟踪性能都是衡量估计器性能好坏的重要踪性能都是衡量估计器性能好坏的重要指标。指标。4.2 载波
22、相位估计与载波同步载波相位估计与载波同步21:5120 直接计算中的判决辅助式计算法直接计算中的判决辅助式计算法在利用过去在利用过去M M个接收值直接计算相位估计值时，个接收值直接计算相位估计值时，由于过去由于过去M M个时刻的数据已判决出来，在信噪比较个时刻的数据已判决出来，在信噪比较高场合，可以认为这高场合，可以认为这M M个判决值是正确的，相当于个判决值是正确的，相当于过去过去M M个接收信号中的数据符号是已知的，可用来个接收信号中的数据符号是已知的，可用来对相位估计进行辅助，称为判决辅助式计算法。对相位估计进行辅助，称为判决辅助式计算法。直接计算中的非判决辅助式计算法直接计算中的非判决
23、辅助式计算法当信噪比较低时，过去当信噪比较低时，过去M M个时刻的判决值可能存个时刻的判决值可能存在较多错误，不能假设已知，此时称为非判决辅在较多错误，不能假设已知，此时称为非判决辅助式计算法助式计算法判决辅助式判决辅助式4.2 载波相位估计与载波同步载波相位估计与载波同步21:5121判决辅助式锁相环估计法判决辅助式锁相环估计法 当信噪比较大时，当信噪比较大时，其中其中 为第为第mTmT时刻的符号判决值时刻的符号判决值 接收信号为接收信号为 为载波相位，为载波相位，代表数据对相位的调制，为代表数据对相位的调制，为经采样判决的相对值（代表符号判决值），假经采样判决的相对值（代表符号判决值），假
24、设判决无误，将其引入反馈环，设判决无误，将其引入反馈环，1*1*)()(Re)()(Imtan)(kMkmlkMkmlmsmrmsmrk)(*msl)()2cos()(tntfAtrici4.2 载波相位估计与载波同步载波相位估计与载波同步21:5122采样采样采样采样延迟延迟T延迟延迟T环路环路滤波器滤波器sincosVCOLPFLPF)(tan1xyxy)2cos(tfc)2sin(tfcACB判决辅助式锁相环估计法判决辅助式锁相环估计法4.2 载波相位估计与载波同步载波相位估计与载波同步21:5123 A点信号可表示为点信号可表示为 B点信号可表示为点信号可表示为 在环路滤波器输入端在环
25、路滤波器输入端C点的误差信号为上两式的相加点的误差信号为上两式的相加 该误差信号经环路滤波器去掉倍频项和大部分噪声后，该误差信号经环路滤波器去掉倍频项和大部分噪声后，去控去控VCO，使，使VCO的相位的相位 趋近于接收信号的相位，趋近于接收信号的相位，当当 时，误差信号为零，实现载波相位的锁定。时，误差信号为零，实现载波相位的锁定。判决辅助式锁相环估计法判决辅助式锁相环估计法倍频项)sin(sin)(sin)cos(sin)(cossin)2cos()(2121isiiciictnAtnAtftr倍频项)cos(cos)(sin)sin(cos)(coscos)2sin()(2121isiic
26、iictnAtnAtftr倍频项)cos()()sin()()sin()(212121isictntnAte4.2 载波相位估计与载波同步载波相位估计与载波同步21:5124 锁相环方法中的判决反馈环锁相环方法中的判决反馈环在锁相环方法中，若信噪比较高，也同样在锁相环方法中，若信噪比较高，也同样可将过去时刻的判决值引入反馈，称为判可将过去时刻的判决值引入反馈，称为判决反馈环。决反馈环。尽管直接估计判决法最符合软件无线电尽管直接估计判决法最符合软件无线电的思想，但由于它计算量大，只能在低的思想，但由于它计算量大，只能在低速率通信场合实现，在高速率通信场合，速率通信场合实现，在高速率通信场合，全数
27、字锁相环法仍然是一种有效的方法。全数字锁相环法仍然是一种有效的方法。非判决辅助式非判决辅助式4.2 载波相位估计与载波同步载波相位估计与载波同步21:5125非判决辅助式非判决辅助式 信噪比较低时，错误较多，一般不采用判决辅助式反馈环信噪比较低时，错误较多，一般不采用判决辅助式反馈环 由于由于 可对相位估计式进行估计。可对相位估计式进行估计。双边带载波抑制信号，常用锁相环有：平方环、双边带载波抑制信号，常用锁相环有：平方环、costas环。环。1,)ln(cosh221xxx111*111*)(,(cosh)exp()(Re)(,(sinh)exp()(sin)(,(cosh)exp()(Im
28、)(,(sinh)exp()(coskMkmNiiiNiiiikMkmNiiiNiiiikmqscmrkmqskkmqscmrkmqsk4.2 载波相位估计与载波同步载波相位估计与载波同步21:5126 数字调制数字调制ASKASK信号：信号：有有 显然显然 在载频在载频 处的频谱分量为零，无法跟踪其相位，处的频谱分量为零，无法跟踪其相位，若取若取 的平方，即的平方，即 由于调制是一个周期平稳随机过程，则由于调制是一个周期平稳随机过程，则 显然显然 存在存在 的频谱分量，使锁相环的的频谱分量，使锁相环的VCOVCO跟踪跟踪 的的频率和频率和 相位，将相位，将VCOVCO的输出二分频后作为相干解
29、调的载的输出二分频后作为相干解调的载波，这种锁相环称为平方环。波，这种锁相环称为平方环。非判决辅助式非判决辅助式)2cos()()(tftAtsc0)()(tAEtsE)(tscf)(ts)24cos()()()(2212212tftAtAtsc)24cos()()()(2212212tftAEtAEtsEc)(2tscf2cf224.2 载波相位估计与载波同步载波相位估计与载波同步同相正交环法：同相正交环法：比较常用的一种电路是同相正交环。又称科比较常用的一种电路是同相正交环。又称科斯塔斯（斯塔斯（COSTASCOSTAS）环。）环。非判决辅助式同相正交环法非判决辅助式同相正交环法4.2载波
30、相位估计与载波同步载波相位估计与载波同步)2sin()sin(21)sin(cos)(4ttstttsVccc)2cos()cos(21)cos(cos)(3ttstttsVccc设输入的设输入的已调信号已调信号为抑制载为抑制载波的双边波的双边带信号，带信号，令它为令它为ttsteccos)()(非判决辅助式同相正交环法非判决辅助式同相正交环法4.2载波相位估计与载波同步载波相位估计与载波同步经经低通滤波器后的输出分别为低通滤波器后的输出分别为cos)(215tsV sin)(216tsV s(t)s(t)是无直流分量的基带信号，将是无直流分量的基带信号，将v v5 5或或v v6 6直接直接
31、环路滤波，不能为压控振荡器提供直流控制电压，环路滤波，不能为压控振荡器提供直流控制电压，所以同相正交环采取将所以同相正交环采取将V V5 5与与V V6 6相乘的措施，其乘相乘的措施，其乘积为积为V V7 7 2sin)(812657tsVVV当当 较小时较小时)(4127tsV 是压控振荡器输出信是压控振荡器输出信号与输人已调信号载号与输人已调信号载波之间的相位误差波之间的相位误差非判决辅助式同相正交环法非判决辅助式同相正交环法4.2载波相位估计与载波同步载波相位估计与载波同步 s s2 2(t)(t)有直流分量，这样有直流分量，这样V V7 7与相位误差与相位误差 成正比，成正比，用它去控
32、制压控振荡器就能使它与输入信号的载用它去控制压控振荡器就能使它与输入信号的载频同步，所以压控振荡器输出的信号便是我们所频同步，所以压控振荡器输出的信号便是我们所需提取的相干载波。需提取的相干载波。同相正交环的主要优点：同相正交环的主要优点：两个乘法器的工作频率比平方环低一倍，两个乘法器的工作频率比平方环低一倍，环路锁定后，同相支路输出的环路锁定后，同相支路输出的v v5 5就是解调所要就是解调所要得到的数字信号。因此，同相支路的乘法器兼得到的数字信号。因此，同相支路的乘法器兼有有提取载波提取载波和和相干解调相干解调的两种功能。的两种功能。非判决辅助式同相正交环法非判决辅助式同相正交环法4.2
33、载波相位估计与载波同步载波相位估计与载波同步21:5131非判决辅助式非判决辅助式 平方环和平方环和CostasCostas环均可推广应用到多相信号。环均可推广应用到多相信号。由于由于CostasCostas环便于全数字化实现，因此在全数字化环便于全数字化实现，因此在全数字化锁相环中普遍采用锁相环中普遍采用CostasCostas环。环。比较判决辅助式反馈环和非辅助式锁相环，在判决比较判决辅助式反馈环和非辅助式锁相环，在判决辅助式反馈环中，只要判决是正确的，则判决反馈辅助式反馈环中，只要判决是正确的，则判决反馈部分已去除了噪声影响。部分已去除了噪声影响。4.2 载波相位估计与载波同步载波相位估
34、计与载波同步21:5132载波频偏估计载波频偏估计 如果多普勒频移和振荡器不稳定使收发载波存在较大频如果多普勒频移和振荡器不稳定使收发载波存在较大频偏时，相位迅速变化，不能保证在偏时，相位迅速变化，不能保证在M M个符号间隔内相位近个符号间隔内相位近似为定值，此时必须首先进行频率估计与跟踪。似为定值，此时必须首先进行频率估计与跟踪。传统的模拟或数字接收机一般采用频率跟踪环来调整收传统的模拟或数字接收机一般采用频率跟踪环来调整收端本地载波频率，即通过平衡正交相关器或双滤波器频端本地载波频率，即通过平衡正交相关器或双滤波器频偏检测器，检测器输出电压的符号反映载波频偏的正负，偏检测器，检测器输出电压
35、的符号反映载波频偏的正负，其绝对值反映频偏的存在与否，但不能反映频偏的确切其绝对值反映频偏的存在与否，但不能反映频偏的确切大小。只能用作反馈信号控制大小。只能用作反馈信号控制VCOVCO的频率。的频率。在软件无线电中，倾向于用无反馈环和在软件无线电中，倾向于用无反馈环和VCOVCO的方法，本地的方法，本地载波振荡器独立振荡，不受控制，采用直接计算方式估载波振荡器独立振荡，不受控制，采用直接计算方式估计和消除载波频偏，此时需要精确估计载波频偏绝对量。计和消除载波频偏，此时需要精确估计载波频偏绝对量。4.2 载波相位估计与载波同步载波相位估计与载波同步21:5133载波频偏估计载波频偏估计 QAM
36、调制中的一种载波频偏估计算法4.2 载波相位估计与载波同步载波相位估计与载波同步21:51344.3 4.3 符号定时估计与符号同步符号定时估计与符号同步 符号定时估计是符号同步（码同步）的关键部符号定时估计是符号同步（码同步）的关键部分。分。符号定时同步也是基于最大似然估计，分为反符号定时同步也是基于最大似然估计，分为反馈环法和内插法两种。馈环法和内插法两种。共同点共同点:都要对接收信号过去都要对接收信号过去M M个时刻的采样值进行个时刻的采样值进行计算，估计出符号定时误差。计算，估计出符号定时误差。不同点不同点:反馈环利用这一误差去控制反馈环利用这一误差去控制A/DA/D变换的采样时钟，使
37、其在最变换的采样时钟，使其在最佳时刻采样。佳时刻采样。而内插法而内插法A/DA/D变换的时钟不受控制（独立振荡），而利用定变换的时钟不受控制（独立振荡），而利用定时误差控制内插时刻，内插出最佳的采样值。时误差控制内插时刻，内插出最佳的采样值。4.3 符号定时估计与符号同步符号定时估计与符号同步21:5135判决辅助式和非判决辅助式判决辅助式和非判决辅助式 定时估计同样分为判决辅助式和非判决辅定时估计同样分为判决辅助式和非判决辅助式两种助式两种判决辅助式必然要求进行相位估计判决辅助式必然要求进行相位估计非判决辅助式可以独立于相位估计非判决辅助式可以独立于相位估计 在软件无线电中，往往先进行符号定
38、时估在软件无线电中，往往先进行符号定时估计，后进行载波相位估计，此时符号定时计，后进行载波相位估计，此时符号定时估计要采用非判决辅助式。估计要采用非判决辅助式。4.3 符号定时估计与符号同步符号定时估计与符号同步21:5136最大似然估计最大似然估计 考虑基带考虑基带ASKASK信号，在一个观测间隔信号，在一个观测间隔MTMT内，接收信号可内，接收信号可表示为表示为 其中的其中的 为数据符号；为数据符号；为基带脉冲波形，满足为基带脉冲波形，满足奈奎斯特准则；奈奎斯特准则；为待估计的延迟；为待估计的延迟；为加性高斯白为加性高斯白噪声，其双边带功率谱密度为噪声，其双边带功率谱密度为 。则似然函数可
39、写出，简化并删除其中不依赖于则似然函数可写出，简化并删除其中不依赖于 的项，的项，可得可得 其中其中 表示与脉冲波形匹配的滤波器表示与脉冲波形匹配的滤波器 在在 的的输出。输出。4.3 符号定时估计与符号同步符号定时估计与符号同步)()()(1tnmTtgatrMmm1ma)(tg)(tn20NMTMmmNaMmMTmNqdtmTtgtratrpm121021)(exp)()(exp),(00)(mq)(tg21:5137最大似然估计最大似然估计 设数据符号为均匀分布，可得对数似然函数为：设数据符号为均匀分布，可得对数似然函数为：为求为求 的最大似然估计，对上式求偏导并令其的最大似然估计，对上
40、式求偏导并令其为零，得为零，得 求得求得 的最大似然估计的最大似然估计 。该式高度非线性，只能通过一定条件下的近似该式高度非线性，只能通过一定条件下的近似实现。实现。4.3 符号定时估计与符号同步符号定时估计与符号同步MmNqmtrL12)(0coshln),(0)(tanh12)(0MmmNqqLm21:5138锁相环法锁相环法 闭环最大似然符号同步器闭环最大似然符号同步器 信噪比较高时，信噪比较高时，此时此时sgn(x)sgn(x)相当于判决器。因此可演化为判决辅助式反相当于判决器。因此可演化为判决辅助式反馈环。馈环。当信噪比较小时，当信噪比较小时，此时没有数据判决，属于无数据辅助式反馈环
41、。此时没有数据判决，属于无数据辅助式反馈环。4.3 符号定时估计与符号同步符号定时估计与符号同步1)sgn()tanh(xxxxx)tanh(g(-t)g(-t)匹配滤波器匹配滤波器tanh()tanh()d/dtd/dtVCCVCCnTm)(tr21:5139超前滞后符号同步器法超前滞后符号同步器法此时对数似然函数变为此时对数似然函数变为对对数似然函数求偏导并可据此构建超前滞后符号同步器对对数似然函数求偏导并可据此构建超前滞后符号同步器;4.3 符号定时估计与符号同步符号定时估计与符号同步1coshln221xxxMmmMmmqNNqtrL122012021)(812)(),(MmMTMTM
42、mmmdtnTtgtrdtnTtgtrNqqNtrLtrLL120202012220)()()()(161)()(1612),(),(符号波形符号波形产生器产生器环路环路滤波器滤波器超前超前延迟延迟VCCVCCMT0)(MT0)(2)(2)(-)(tr21:5140直接计算估计法直接计算估计法(Gardner(Gardner算法）算法）假设每个符号间隔采样两个样本，一个样本对应数据判假设每个符号间隔采样两个样本，一个样本对应数据判决选通时刻，另一个样本对应连歌两个选通时刻的中间。决选通时刻，另一个样本对应连歌两个选通时刻的中间。前者的同相、正交分量为前者的同相、正交分量为I(k)I(k)、Q(
43、k)Q(k)，后者的同相、正，后者的同相、正交分量为交分量为I(k-1/2)I(k-1/2)、Q(k-1/2)Q(k-1/2)。用用 代表定时误差，其估计算法为代表定时误差，其估计算法为4.3 符号定时估计与符号同步符号定时估计与符号同步)(kUr)1()()21()1()()21()(kQkQkQkIkIkIkUr21:5141直接计算估计法直接计算估计法 设下变频后的低通复信号为，设下变频后的低通复信号为，则则I(k)I(k)、Q(k)Q(k)分别可写为分别可写为 可得可得 可看出，该估计算法与载波相位无关，可以先于载波相可看出，该估计算法与载波相位无关，可以先于载波相位估计进行定时估计。
44、位估计进行定时估计。4.3 符号定时估计与符号同步符号定时估计与符号同步jekjbkakr)()()(sin)(cos)()(kbkakIcos)(sin)()(kbkakQ)1()()()1()()()(2121kbkbkbkakakakUr21:5142内插法符号同步内插法符号同步 在符号同步的控制方法中，采样时钟由反馈在符号同步的控制方法中，采样时钟由反馈环控制，即用定时误差信号控制压控时钟环控制，即用定时误差信号控制压控时钟（VCC），当环路锁定时可保证在接收信号），当环路锁定时可保证在接收信号的最佳采样点采样。的最佳采样点采样。4.3 符号定时估计与符号同步符号定时估计与符号同步21
45、:5143内插法符号同步内插法符号同步 在非反馈环符号同步中，由于采用独立振荡、固在非反馈环符号同步中，由于采用独立振荡、固定频率的时钟进行采样，当采样时钟与数据符号定频率的时钟进行采样，当采样时钟与数据符号不同步时，得到的信号采样不是最佳时刻的采样不同步时，得到的信号采样不是最佳时刻的采样值，必须在非同步的采样点之间进行插值，以得值，必须在非同步的采样点之间进行插值，以得到最佳时刻的信号采样点值，故非反馈环符号同到最佳时刻的信号采样点值，故非反馈环符号同步又称内插法符号同步。步又称内插法符号同步。其原理是：将输入信号采样值其原理是：将输入信号采样值r(mTs)送入插值器，送入插值器，Ts为输
46、入采样的采样间隔，插值根据已估计出的为输入采样的采样间隔，插值根据已估计出的定时误差进行插值滤波，定时误差进行插值滤波，r(kTi+tTi)得到的近似得到的近似值值y(kTi+Ti),Ti为插值器输出的采样间隔。为插值器输出的采样间隔。4.3 符号定时估计与符号同步符号定时估计与符号同步21:5144内插法符号同步内插法符号同步 理论上讲，采用插值法可以精确得到任意时刻的值，理论上讲，采用插值法可以精确得到任意时刻的值，即：即：理想插值器为无限长度插值，实际上是不可能的，理想插值器为无限长度插值，实际上是不可能的，只能采用有限长度的插值器。只能采用有限长度的插值器。设设 为整数，为整数，为小数
47、，满足为小数，满足 式中，式中，表示最佳采样时刻。表示最佳采样时刻。4.3 符号定时估计与符号同步符号定时估计与符号同步ksssssTkTtTkTtkTrty/)(/)(sin)()(kmkuskkiTumTk)()(iTk)(kmkku21:5145内插法符号同步内插法符号同步 一般情况下，一般情况下，而且他们之间不具有整数倍关系，因此而且他们之间不具有整数倍关系，因此 由此，由此，、随着采样点和估计误差的变换而变化，故随着采样点和估计误差的变换而变化，故必须实时计算，根据以上关系我们有必须实时计算，根据以上关系我们有 式中式中 表示插值滤波器的表示插值滤波器的 个抽头系数，显然插值滤波器是
48、一个时变滤波器，其冲个抽头系数，显然插值滤波器是一个时变滤波器，其冲激响应是激响应是 的函数。的函数。4.3 符号定时估计与符号同步符号定时估计与符号同步siTT siikTTkTIntmksikmTTku)(kmku21)()()()(NNnskskIskkiTnmrTunhTumyTky,),(21NNnunhkI)1(12NNnnku21:5146载波相位和符号定时联合估计载波相位和符号定时联合估计 接收信号的正确解调必须以获得载波同步和符号同步接收信号的正确解调必须以获得载波同步和符号同步为前提，两者可同时独立进行，也可联合进行。为前提，两者可同时独立进行，也可联合进行。对于未知的符号
49、、未知的定时、未知的载波相位，若对于未知的符号、未知的定时、未知的载波相位，若要进行三者联合最大似然估计，需使用三维搜索，实要进行三者联合最大似然估计，需使用三维搜索，实现非常复杂。现非常复杂。较为实际的实现步骤是：采用与载波相位和数据符号较为实际的实现步骤是：采用与载波相位和数据符号无关的定时估计算法，首先实现符号同步，在此基础无关的定时估计算法，首先实现符号同步，在此基础上完成载波相位估计，然后进行最大似然判决，判决上完成载波相位估计，然后进行最大似然判决，判决出发送的数据符号。出发送的数据符号。对于定时误差估计值和载波相位误差估计值可采用卡对于定时误差估计值和载波相位误差估计值可采用卡尔
50、曼滤波来减小估计误差。尔曼滤波来减小估计误差。4.3 符号定时估计与符号同步符号定时估计与符号同步21:5147全数字化接收机的一种实现结构全数字化接收机的一种实现结构抗混迭抗混迭BPFBPFA/DA/DDDCDDC匹配匹配滤波器滤波器同步同步估计器估计器内插内插滤波滤波最大最大似然判决似然判决采样采样时钟时钟载波载波NCONCO一种全数字化接收机示意图一种全数字化接收机示意图数据辅助数据辅助21:51484.4 4.4 信道特性估计与干扰抑制信道特性估计与干扰抑制 4.4信道特性估计与干扰抑制信道特性估计与干扰抑制 以数字信号的低通复包络，即基带模型进行讨论以数字信号的低通复包络，即基带模型
