1、第8 章 同 步 系 统 第8 章 同 步 系 统 8.1 概述概述 8.2 载波同步技术载波同步技术 8.3 位同步技术位同步技术 8.4 群同步群同步(帧同步帧同步)技术技术8.5 网同步技术网同步技术 第8 章 同 步 系 统 8.1 概概 述述 8.1.1 8.1.1 不同功用的同步不同功用的同步按照同步的功用来区分，有载波同步、位同步(码元同步)、群同步(帧同步)和网同步(通信网络中使用)等四种。1.1.载波同步载波同步数字调制系统的性能是由解调方式决定的。相干解调中，首先要在接收端恢复出相干载波，这个相干载波应与发送端的载波在频率上同频，在相位上保持某种同步关系。在接收端恢复这一相
2、干载波的过程称为载波跟踪、载波提取或载波同步。载波同步是实现相干解调的先决条件。第8 章 同 步 系 统 2.2.位同步位同步位同步又称码元同步。不管是基带传输，还是频带传输(相干或非相干解调)，都需要位同步。因为在数字通信系统中，消息是由一连串码元传递的，这些码元通常均具有相同的持续时间。由于传输信道的不理想，以一定速率传输到接收端的基带数字信号，必然是混有噪声和干扰的失真了的波形。为了从该波形中恢复出原始的基带数字信号，就要对它进行取样判决。因此，要在接收端产生一个“码元定时脉冲序列”，这个码元定时序列的重复频率和相位(位置)要与接收码元一致，以保证：接收端的定时脉冲重复频率和发送端的码元
3、速率相同;取样判决时刻对准最佳取样判决位置。这个码元定时脉冲序列称为“码元同步脉冲”或“位同步脉冲”。第8 章 同 步 系 统 我们把位同步脉冲与接收码元的重复频率和相位的一致称为码元同步或位同步，而把位同步脉冲的取得称为位同步提取。第8 章 同 步 系 统 3.3.群同步群同步群同步也叫帧同步。对于数字信号传输来说，有了载波同步就可以利用相干解调解调出含有载波成分的基带信号包络，有了位同步就可以从不甚规则的基带信号中判决出每一个码元信号，形成原始的基带数字信号。然而，这些数字信号是按照一定数据格式传送的，一定数目的信息码元组成一“字”，若干“字”组成一“句”，若干“句”构成一帧，从而形成群的
4、数字信号序列。在接收端要正确地恢复消息，就必须识别句或帧的起始时刻。在数字时分多路通信系统中，各路信码都安排在指定的时隙内传送，形成一定的帧结构。在接收端为了正确地分离各路信号，首先要识别出每帧的起始时刻，从而找出各路时隙的位置。也就是说，接收端必须产生与字、句和帧起止时间相一致的定时信号。我们称获得这些定时序列的过程为帧(字、句、群)同步。第8 章 同 步 系 统 4.4.网同步网同步通信网也有模拟网和数字网之分。在一个数字通信网中，往往需要把各个方向传来的信码，按它们的不同目的进行分路、合路和交换，为了有效地完成这些功能，必须实现网同步。第8 章 同 步 系 统 8.1.2 8.1.2 不
5、同传输方式的同步不同传输方式的同步同步也是一种信息，按照传输同步信息方式的不同，可分为外同步法和自同步法。1.1.外同步法外同步法由发送端发送专门的同步信息，接收端把这个专门的同步信息检测出来作为同步信号的方法，称为外同步法。第8 章 同 步 系 统 2.2.自同步法自同步法发送端不发送专门的同步信息，接收端设法从收到的信号中提取同步信息的方法，称为自同步法。由于外同步法需要传输独立的同步信号，因此，要付出额外功率和频带，在实际应用中，二者都有采用。在载波同步中，采用两种同步方法，而自同步法用的较多；在位同步中，大多采用自同步法，外同步法也有采用；在群同步中，一般都采用外同步法。无论采用哪种同
6、步方式，对正常的信息传输来说，都是必要的，只有收发之间建立了同步才能开始传输信息。同步误差小、相位抖动小以及同步建立时间短、保持时间长等为其主要指标，它是系统正常工作的前提，否则就会使数字通信设备的抗干扰性能下降，误码增加。如果同步丢失(或失步)，将会使整个系统无法工作。第8 章 同 步 系 统 8.2 载波同步技术载波同步技术 载波同步的方法通常有直接法(自同步法)和插入导频法(外同步法)两种。直接法又可分为非线性变换滤波法和特殊锁相环法。用直接法提取载波分量的另一途径是采用特殊的锁相环，这种特殊锁相环具有从已调信号中消除调制和滤除噪声的功能，所以能鉴别接收已调信号中被抑制了的载波分量与本地
7、VCO输出信号之间的相位误差，从而恢复出相应的相干载波。通常采用的特殊环路有：同相正交环、逆调制环、判决反馈环和基带数字处理载波跟踪环等。第8 章 同 步 系 统 插入导频法也可以分为两种：一种是在频域插入，即在发送信息的频谱中或频带外插入相关的导频；另一种是在时域插入，即在一定的时段上传送载波信息。对载波同步的要求是：发送载波同步信息所占的功率尽量小，频带尽量窄。载波同步的具体实现方案与采用的数字调制方式有着一定的关系。也就是说，具体采用哪一种载波同步方式，应视具体的调制方式而定。第8 章 同 步 系 统 8.2.1 非线性变换非线性变换滤波法滤波法 1.平方变换法平方变换法平方变换法适合于
8、抑制载波的双边带信号。图81所示是平方变换法提取同步载波成分的方框图。第8 章 同 步 系 统 图8-1 平方变换法提取同步载波 第8 章 同 步 系 统 ttxtxttxtecccos)(21)(21cos)()(222 对于2PSK信号，x(t)是双极性矩形脉冲，设x(t)=1，则x2(t)=1，这样已调信号x(t)cosct经过非线性变换平方律部件后得 ttec2cos2121)(8-1)(8-2)假设输入信号是2PSK信号，其已调信号为x(t)cosct，同时有加性高斯白噪声，经过带通滤波器以后滤除了带外噪声。其中，信号x(t)cosct经过平方律部件以后输出e(t)为 第8 章 同
9、步 系 统 2.平方环法平方环法 为了改善平方变换的性能，使恢复的相干载波更为纯净，常常在非线性处理之后加入锁相环。具体做法是在平方变换法的基础上，把窄带滤波器改为锁相环，其原理方框图如图8-2 所示，这样实现的载波同步信号的提取就是平方环法。由于锁相环具有良好的跟踪、窄带滤波和记忆功能，平方环法比一般的平方变换法的性能更好。因此，平方环法提取载波得到了广泛的应用。第8 章 同 步 系 统 图 8-2 平方环法提取载波 第8 章 同 步 系 统 3.关于相位含糊问题的讨论关于相位含糊问题的讨论从图82中可以看出,由2fc窄带滤波器得到的是cos2ct,经过二分频以后得到的可能是cosct也可能
10、是cos(ct+)。这种相位的不确定性称为相位含糊或相位模糊。相位含糊对模拟通信系统关系不大,因为耳朵听不出相位的变化。但对于数字通信来说情况就不同了。相位不同将使解调后码元反相,对于2PSK信号就可能出现“反向工作”的问题,因此要采用2DPSK系统。第8 章 同 步 系 统 8.2.2 特殊锁相环法特殊锁相环法 1.同相同相正交环法正交环法(科斯塔斯环科斯塔斯环)科斯塔斯(Costas)环的原理图如图8-3所示。这种环路中，压控振荡器提供两路相互正交的载波，与输入的二相PSK信号分别在同相和正交两个鉴相器中进行鉴相，经低通滤波器后得到v5,v6，再送到一个乘法器相乘，去掉v5,v6中的数字信
11、号，得到反映VCO与输入载波相位之差的误差控制信号v7。第8 章 同 步 系 统 图8-3 同相正交环法(科斯塔斯环)第8 章 同 步 系 统 假定环路已锁定，若不考虑噪声，则环路的输入信号为 ttxccos)(同相与正交两鉴相器的本地参考信号分别为)sin()90cos()cos(cc2c1ttvtv(8-3)(8-4)第8 章 同 步 系 统 那么输入信号与v1,v2相乘后得)2sin()sin(21)sin(cos)()2cos()cos(21)cos(cos)(43ttxtttxvttxtttxvcccccc经过低通滤波器后分别得 cos)(21cos)(2165txvtxv(8-5)
12、(8-6)第8 章 同 步 系 统 v5,v6经过乘法器后得)(412)(812sin)(81cossin)(412222657txtxtxtxvvv(8-7)这个电压经过环路滤波器以后控制VCO，使它与c同频，相位只差一个很小的。此时v1=cos(ct+)就是要提取的同步载波，而 就是解调器的输出。)(21cos)(215txtxv第8 章 同 步 系 统 2)同相-正交环的优缺点 科斯塔斯环的优点有两个：一是科斯塔斯环工作在c频率上，比平方环工作频率低，且不用平方器件和分频器；二是当环路正常锁定后，同相鉴相器的输出就是所需要解调的原数字序列。因此，这种电路具有提取载波和相干解调的双重功能。
13、科斯塔斯环的缺点是电路较复杂以及存在着相位模糊的问题。第8 章 同 步 系 统 科斯塔斯环的缺点是电路较复杂以及存在着相位模糊的问题。初看起来,这种方法中没有二分频器,似乎没有相位含糊问题,但仔细分析起来同样存在相位含糊问题。因为,当v1=cos(ct+180)时,经过计算得到的v7也是x2(t)/8sin2,所以v1的相位也不确定的。第8 章 同 步 系 统 2.直接法的特点直接法的特点(1)不占用导频功率,因此信噪功率比可以大一些。(2)可以防止插入导频法中导频和信号间由于滤波不好而引起的相互干扰,也可以防止信道不理想引起导频相位的误差(在信号和导频范围引起不同的畸变)。(3)有的调制系统
14、不能用直接法(如SSB系统)。第8 章 同 步 系 统 8.2.3 插入导频法插入导频法(外同步法外同步法)1.在在DSB信号中插入导频信号中插入导频 插入导频的位置应该在信号频谱为0的位置，否则导频与信号频谱成分重叠在一起，接收时不易取出。对于模拟调制的信号，如双边带话和单边带话等信号，在载波fc附近信号频谱为 0；但对于2PSK和 2DPSK等数字调制的信号，在fc附近的频谱不但有，而且比较大，因此对于这样的数字信号，在调制以前先对基带信号x(t)进行相关编码，相关编码的作用是把如图8-4(a)所示的基带信号频谱函数变为如图8-4(b)所示的频谱函数，这样经过双边带调制以后可以得到图8-4
15、(c)所示的频谱函数，在fc附近频谱函数很小，且没有离散谱，这样可以在fc处插入频率为fc的导频(这里仅画出正频域)。第8 章 同 步 系 统 图8-4几种信号的正频域频谱图 第8 章 同 步 系 统 由正向频谱可以看出，由于插入的这个导频与传输的上下边带是不重叠的，接收端容易通过窄带滤波器提取导频作为相干载波。关于在DSB中插入导频的方框图如图8-5所示。图中除正常产生双边带信号外，振荡器的载波经移相/2 网络产生一个正交的导频信号，二者叠加成输出信号。显然 tattAxtucccossin)()(0由于x(t)中无直流成分，因此Ax(t)sinct中无fc成分，而acosct是插入的正交载
16、波(导频)。第8 章 同 步 系 统 图85DSB发射机中导频的插入 第8 章 同 步 系 统 图86相干解调器 第8 章 同 步 系 统 假设接收到的信号就是uo(t),uo(t)中的导频经过fc窄带滤波器滤出来，再经过移相电路后得asinct,uo(t)与a sinct加到乘法器输出 2222()sincos(sin)()sinsincos)111()()cos2sin2222ccccccccAx ttatatAax ttattAax tAx ttat经过低通滤波器以后，得Aax(t)/2。第8 章 同 步 系 统 2.在残留边带信号中插入导频在残留边带信号中插入导频(1)残留边带频谱的特
17、点。以取下边带为例，残留边带滤波器应具有如图8-7所示的传输特性。fc为载波频率，从(fc-fm)到fc的下边带频谱绝大部分可以通过，而上边带信号的频谱fc到(fc+fr)只有小部分通过。这样，当基带信号为数字信号时，残留边带信号的频谱中包含有载频分量fc，而且fc附近都有频谱，因此插入导频不能位于fc。第8 章 同 步 系 统 图 8-7 残留边带频谱 第8 章 同 步 系 统 (2)插入导频f1,f2的选择。可以在残留边带频谱的两侧插入f1和f2;f1和f2不能与(fc-fm)和(fc+fr)靠得太近，太近不易滤出f1和f2，但也不能太远，太远占用过多频带。假设其中fr是残留边带信号形成滤
18、波器滚降部分占用带宽的一半，而fm为基带信号的最高频率。2211)()(ffffffffrcmc（8-8）（8-9）第8 章 同 步 系 统 (3)载波信号的提取。在插入导频的VSB信号中提取载波的方框图如图8-8所示。接收的信号中包含有VSB信号和f1,f2两个导频。假设接收信号中两个导频是)cos()cos(2211tt1为第一个导频的初相 2为第二个导频的初相 发送端的载波为cos(ct+c)，收端提取的同步载波也应该是cos(ct+c)。第8 章 同 步 系 统 图88插入导频的VSB信号的载波提取 第8 章 同 步 系 统 如果两个导频经信道传输后,使其和已调信号中的载波都产生了频偏
19、(t)和相偏(t),那么提取出的载波也应该有相同频偏和相偏,才能达到真正的相干解调。从图88中我们可以看出,带通滤波器仅让VSB信号通过,而f1、f2被滤除。下面的两个窄带滤波器恰好让f1和f2分别通过,将f1和f2相乘后,得到一个频率成分较复杂的信号 11122coscosvtt tttt tt(810)将这一信号再经过一个(f2-f1)的低通滤波器,得到仅含有(f2-f1)信号 6cos()()2ccavtt tt(815)第8 章 同 步 系 统 3.时域中插入导频法时域中插入导频法除了在频域中插入导频的方法以外，还有一种在时域中插入导频以传送和提取同步载波的方法。时域插入法中对被传输数
20、据信号和导频信号在时间上加以区别，例如按图89(a)那样分配。把一定数目的数字信号分作一组，称为一帧。在每一帧中，除有一定数目的数字信号外，在t0t1的时隙中传送位同步信号，在t1t2的时隙内传送帧同步信号，在t2t3的时隙内传送载波同步信号，而在t3t4时间内才传送数字信息；以后各帧都如此。这种时域插入导频只是在每帧的一小段时间内才作为载频标准，其余时间是没有载频标准的。在接收端用相应的控制信号将载频标准取出以形成解调用的同步载波。但是由于发送端发送的载波标准是不连续的，在一帧内只有很少一部分时间存在，因此如果用窄带滤波器取出这个间断的载波是不能应用的。对于这种时域中插入导频方式的载波提取往
21、往采用锁相环路，其方框图如图89(b)所示。第8 章 同 步 系 统 图89时域中插入导频法(a)导频信号分配图;(b)锁相环路法框图 第8 章 同 步 系 统 4.插入导频法的特点插入导频法的特点(1)有单独的导频信号,一方面可以提取同步载波,另一方面可以利用它作为自动增益控制。(2)有些不能用直接法提取同步载波的调制系统只能用插入导频法。(3)插入导频法要多消耗一部分不带信息的功率,因此与直接法比较,在总功率相同条件下信噪功率比还要小一些。第8 章 同 步 系 统 8.2.4载波同步系统的性能指标载波同步系统的性能指标载波同步系统的主要性能指标有:效率、精度、同步建立时间和同步保持时间。这
22、些指标与提取的电路、信号及噪声的情况有关。当采用性能优越的锁相环提取载波时,这些指标主要取决于锁相环的性能。如稳态相位误差就是锁相环的剩余误差,即 eV第8 章 同 步 系 统 其中,为压控振荡角频率与输入载波角频率之差,KV是环路直流总增益。随机相差实际是由噪声引起的输出相位抖动,它与环路等效噪声带宽BL及输入噪声功率谱密度等有关,BL的大小反映了环路对输入噪声的滤除能力,BL越小,越小。又如同步建立时间ts具体表现为锁相环的捕捉时间,而同步保持时间tc具体表现为锁相环的同步保持时间。第8 章 同 步 系 统(1)效率。为获得同步，载波信号应尽量少地消耗发送功率，在这方面直接法由于不需要专门
23、发送导频，因此是高效率的，而插入导频法由于插入导频要消耗一部分发送功率，因此效率要低一些。载波同步追求的就是高效率。第8 章 同 步 系 统(2)精度。精度指提取的同步载波与需要的载波标准比较，应该有尽量小的相位误差。如需要的同步载波为cosct，提取的同步载波为cos(ct+)，就是相位误差，应尽量小。通常又分为稳态相位误差e和随机相位误差两部分,即 e第8 章 同 步 系 统 稳态相位误差与提取的电路密切相关,而随机相位误差则是由噪声引起的。稳态相位误差主要是指载波信号通过同步信号提取电路以后，在稳态下所引起的相位误差。用不同方式提取载波同步信号，所引起的稳态相位误差就有所不同，我们期望越
24、小越好。第8 章 同 步 系 统 随机相位误差是由于随机噪声的影响而引起同步信号的相位误差。实际上，随机相位误差的大小也与载波提取电路的形式有关，不同形式就会有不同的结果。例如使用窄带滤波器提取载波同步，假设所使用的窄带滤波器为一个简单的单调谐回路，其品质因数为Q，在考虑稳态相位误差时，我们希望Q值小，而保证较小的稳态相位误差；但在考虑随机相位误差时，我们却希望Q值高，以减小随机相位误差。可见，这两种情况对Q值的要求是有矛盾的。因此，我们在选择载波提取电路时，要合理地选择参数，照顾主要因素，使相位误差减小到尽可能小的程度，以确保载波同步的高精度。第8 章 同 步 系 统(3)同步建立时间ts。
25、对ts的要求是越短越好，这样同步建立得快。(4)同步保持时间tc。对tc的要求是越长越好，这样一旦建立同步以后可以保持较长的时间。第8 章 同 步 系 统 8.3 位位 同同 步步 技技 术术 8.3.1位同步的概念位同步的概念位同步是数字通信中非常重要的一个同步技术。位同步与载波同步是截然不同的两种同步方式。在模拟通信中，没有位同步的问题，只有载波同步的问题，而且只有接收机采用同步解调时才有载波同步的问题。但在数字通信中，一般都有位同步的问题。不论基带传输还是频带传输，在非相干解调中，不论是数字信号还是模拟信号都不需要同步载波；只有在相干解调中，才有同步载波提取的问题。另外,在基带信号传输中
26、也不需要同步载波的提取，因为基带传输时没有载波调制和解调的问题。第8 章 同 步 系 统 载波同步信号一般要从频带信号中提取，而位同步信号一般可以在解调后的基带信号中提取，只有在特殊情况下才直接从频带信号中提取。对位同步信号的要求有两点：一是使收信端的位同步脉冲频率和发送端的码元速率相同;二是使收信端在最佳接收时刻对接收码元进行抽样判决。在一般接收时可在码元的中间位置抽样判决，而在最佳接收时在码元的终止时刻抽样判决。位同步方法也有直接法(自同步法)和插入导频法(外同步法)两种。直接法也有滤波法和锁相法。第8 章 同 步 系 统 8.3.2插入导频法插入导频法(外同步法外同步法)在无线通信中，数
27、字基带信号一般都采用不归零的矩形脉冲，并以此对高频载波作各种调制。解调后得到的也是不归零的矩形脉冲，码元速率为fb，码元宽度为Tb。这种信号的功率谱在fb处为0，例如，双极性码的功率谱密度如图810(a)所示，此时可以在fb处插入位定时导频。如果将基带信号先进行相关编码，经相关编码后的功率谱密度如图810(b)所示，此时可在fb/2处插入位定时导频，接收端取出fb/2以后，经过二倍频得到fb。第8 章 同 步 系 统 图810功率谱密度特性(a)双极性码的功率谱密度;(b)基带信号经相关编码后的功率谱密度 第8 章 同 步 系 统 图811(a)、(b)分别画出了发送端和接收端插入位定时导频和
28、提取定时导频的方框图。首先在发送端要注意插入导频的相位，使导频相位对于数字信号在时间上具体有如下的关系：当信号为正、负最大值(即取样判决时刻)时，导频正好是零点。这样避免了导频对信号取样判决的影响。但即使在发送端做了这样的安排，接收端仍要考虑抑制导频的问题，这是因为对信道的均衡不一定完善，即所有频率的时延不一定相等，因而信号和导频在发送端所具有的时间关系会受到破坏。第8 章 同 步 系 统 图8-11 位定时导频插入法方框图(a)发送端；(b)接收端 第8 章 同 步 系 统 由接收端抑制插入导频的方框图8-11(b)可以看出，窄带滤波器取出的导频fb/2经过移相和倒相后，再经过相加器把基带数
29、字信号中的导频成分抵消。由窄带滤波器取出导频fb/2的另一路经过移相和放大限幅、微分全波整流、整形等电路，产生位定时脉冲，微分全波整流电路起到倍频器的作用。因此，虽然导频是fb/2，但定时脉冲的重复频率变为与码元速率相同的fb，图中两个移相器都是用来消除窄带滤波器等引起的相移，这两个移相器可以合用。第8 章 同 步 系 统 8.3.3 自同步法自同步法 1.1.从基带数字信号中提取同步信息从基带数字信号中提取同步信息(1)微分、全波整流滤波法。通常的基带数字信号是不归零脉冲序列，如果传输系统的频率是不受限制的,则解调电路输出的基带数字信号是比较好的方波。于是可以采用微分、全波整流的方法将不归零
30、序列变换成归零序列，然后用窄带滤波器来滤取位同步线谱分量。由于一般传输系统的频率总是受限的，因此解调电路输出的基带数字信号不可能是方波，所以在微分、全波整流电路之前通常加一放大限幅器，用它来形成方波。微分、全波整流滤波法是一种常规的位同步提取方法。这种方法的方框图和各点波形如图8-12所示。第8 章 同 步 系 统 图中s(t)为基带输入信号，v1为放大限幅得到的矩形基带信号，v2为微分及全波整流后的信号波形，属于归零形式的波形，含有fb离散频率成分，经窄带滤波后可得到输出频率fb的波形，如图中v3，再经过移相电路及脉冲形成电路就可得到有确定起始位置的位定时脉冲v4。采用这种方案在进行电路设计
31、时，要注意放大限幅器的过零点性能和微分电路时间参数的选择以及全波整流的对称性，以便获得幅度尽可能大的位同步分量，避免由于电路不理想造成的干扰和抖动。第8 章 同 步 系 统 图 8-12 微分、全波整流滤波法方框图及各点波形图(a)方框图；(b)波形图 第8 章 同 步 系 统(2)从延迟解调的基带信号中滤取位同步分量。频带受限的相对移相的PSK信号经延迟解调后，其频谱中就包含有位同步分量，这是因为在二相相对移相系统中，任何一个码的载波相位都是以它前一个码的载波相位为参考的。对于连 1 码，每个码的载波都有180的相位反转。由于传输频带是受限的，在相位反转处就产生包络的“陷落”，经过延迟解调后
32、，就在基带信号的下半部波形上形成了“凹陷”。而对于连0 码，载波没有相位反转，所以下半部分不会出现“凹陷”。正是下半部波形上的“凹陷”，使得延迟解调的基带信号中含有位同步分量。从延迟解调的基带信号中提取位同步的方框图如图8-13所示。图中的窄带滤波器前端的信号，应是经过延迟解调而得到的基带数字信号，其图中的后半部分对位同步信号的处理与上一方法基本相同。不同之处是首先取出信号中“凹陷”部分含有位同步信息的成分v2。第8 章 同 步 系 统 图8-13 从延迟解调的基带信号中滤取位同步分量(a)方框图；(b)波形图 第8 章 同 步 系 统(3)延迟相乘滤波法。对于频带不受限的方波基带信号或频带受
33、限的基带信号，预先经过了方波形成电路将其变成了方波，可以采用延迟相乘滤波法来提取位同步信号。因为基带信号s(t)和延迟相乘基带信号s(t-)相乘后，就能产生归零的窄脉冲序列，所以经过窄带滤波器就能滤出位同步线谱分量。此法的原理方框图及波形图如图8-14 所示。第8 章 同 步 系 统 图814延迟相乘滤波法(a)方框图；(b)波形图 第8 章 同 步 系 统 2.2.从已调信号中提取位同步信息从已调信号中提取位同步信息从中频已调信号中提取位同步信息的方法在数字微波中继通信和数字卫星通信系统中也常采用。从解调基带信号中提取位同步信息要求先恢复载波同步，而从中频已调信号中提取位同步信息则可以和提取
34、载波同步信息一起进行。下面介绍两种方法。第8 章 同 步 系 统 图 8-15 延迟相乘滤波法(a)方框图；(b)波形图 第8 章 同 步 系 统 1)包络检波滤波法(1)采用包络检波滤波法从频带受限的中频PSK信号提取同步信息。由于频带受限的中频PSK信号在相位反转点处形成幅度的“陷落”，所以可以采用包络检波滤波法来提取位同步信息。这种方法的方框图和波形图如图8-15所示。已调中频PSK信号经过包络检波后获得包络信号s(t)。s(t)可以看成v1与v2相减，而v2是具有一定脉冲形状的归零码序列，含有位同步的线谱分量，可以用窄带滤波器滤取之。第8 章 同 步 系 统(2)采用包络检波滤波法从报
35、头中提取位同步信息。在时分多址数字卫星通信系统中，各地球站的信息都是按子帧传送的。每一子帧都有一报头，用于载波恢复时间和位定时恢复时间。通常地球站发射报头时功率大，发射信息部分时功率小，分帧结构及对应的调幅波形如图8-16(a)所示。由于报头的宽度是一个码元宽度的整数倍，故可以用包络检波滤波法来提取位同步信号。为确保位同步恢复在报头内实现，并一直保持到分帧结束，在滤波之前加了一个冲击激励振荡器。这种方案的方框图如图8-16(b)所示。第8 章 同 步 系 统 图 8-16 从报头中提取位同步信息 第8 章 同 步 系 统 2)延迟相干滤波法当中频滤波器的带宽远大于信号频谱宽度或由于在中频放大器
36、中采用了对称限幅器而将包络削平时，无法采用包络检波滤波法来提取位同步信息。在这种频带不受限的情况下，采用延迟相干滤波法从中频PSK信号中提取位同步信息是一种可行的方案，其方框图和波形图如图8-17所示。这里延迟时间为,Ts，从波形图可以看出，经移相的中频二相PSK信号e1(t)和经过延迟时间的信号e2(t)在相位检波器中相乘后得到一组脉冲宽度为的归零序列v(t)，因此，它包含有位同步频率分量，可以用窄带滤波器滤取之。第8 章 同 步 系 统 图 8-17 延迟相干滤波法(a)方框图；(b)波形图 第8 章 同 步 系 统 很显然，v(t)归零脉冲序列所含位同步分量的大小是和归零脉冲的幅度和宽度
37、有关的，而脉冲的宽度决定延迟时间，脉冲的幅度在一定的延迟时间情况下和移相器的移相值有关。当Ts时，v(t)将变为非归零码，它将不再含有位同步分量；当0 时，v(t)的每个宽度趋于零，它含的位同步分量也将趋于无穷小。可见在 0 Ts之间，延迟时间有个最佳值，它能使v(t)中的位同步分量达到最大值。实际上，当值等于码元长度Ts的一半(即Ts/2)时，所含的位同步分量达到最大值。所以采用延迟相干滤波法从频带不受限的中频PSK信号中提取位同步信息时，应该选取延迟时间等于码长Ts的1/2。第8 章 同 步 系 统 3.3.锁相法提取位同步信号锁相法提取位同步信号 前面介绍的滤波法中的窄带滤波器可以用简单
38、谐振电路等滤波电路，也可以用锁相环路，用锁相环路替代一般窄带滤波器以提取位同步信号的方法就是锁相法。锁相法的基本原理是在接收端利用一个相位比较器，比较接收码元与本地码元定时(位定时)脉冲的相位，若两者相位不一致，即超前或滞后，就会产生一个误差信号，通过控制电路去调整定时脉冲的相位，直至获得精确的同步为止。在数字通信中，常用数字锁相法，其原理方框图如图 8-18 所示。第8 章 同 步 系 统 图 8-18 数字锁相原理方框图 第8 章 同 步 系 统 8.3.4 8.3.4 位同步系统的性能指标位同步系统的性能指标 1.1.相位误差相位误差 位同步信号的平均相位和最佳取样点的相位之间的偏差称为
39、静态相差。静态相差越小，误码率越低。对于数字锁相法提取位同步信号而言，相位误差主要是由于位同步脉冲的相位在跳变地调整时所引起的。因此调整一次，相位改变 2/n(n是分频器的分频次数)，故最大的相位误差为 2/n，用角度表示为 360/n，可见，n越大，最大的相位误差越小。第8 章 同 步 系 统 2.2.同步建立时间同步建立时间 同步建立时间即为失去同步后重建同步所需的最长时间。通常要求同步建立的时间要短。第8 章 同 步 系 统 3.同步保持时间同步保持时间 当同步建立后，一旦输入信号中断，由于收发双方的固有位定时重复频率之间总存在频差f，接收端同步信号的相位就会逐渐发生漂移，时间越长，相位
40、漂移越大，直至漂移量达到某一准许的最大值，就算失步了。那么这个从含有位同步信息的接收信号消失开始，到位同步提取电路输出的正常位同步信号中断为止的这段时间，称为位同步保持时间，同步保持时间越长越好。第8 章 同 步 系 统 4.4.同步带宽同步带宽 同步带宽是指位同步频率与码元速率之差。如果这个频差超过一定的范围，就无法使接收端位同步脉冲的相位与输入信号的相位同步。因此，要求同步带宽越小越好。第8 章 同 步 系 统 8.4 群同步群同步(帧同步帧同步)技术技术8.4.1对群同步系统的基本要求对群同步系统的基本要求群同步问题实质上是一个对群同步标志进行检测的问题。对群同步系统的基本要求是：(1)
41、正确建立同步的概率要大，即漏同步概率要小，错误同步或假同步的概率要小。(2)捕获时间要短，即同步建立的时间要短。(3)稳定地保持同步。采取保持措施，使同步保持时间持久稳定。(4)在满足群同步性能要求条件下，群同步码的长度应尽可能短些，这样可以提高信息传输效率。第8 章 同 步 系 统 8.4.2 8.4.2 起止式同步法起止式同步法电传机中广泛使用这一方法。它用 5 个码元代表一个字母(或符号等)，在每个字母开始时，先发送一个码元宽度的负值脉冲，再传输 5 个单元编码信息，接着再发送一个宽度为 1.5 个码元的正值脉冲。开头的负值脉冲称为“起脉冲”，它起着同步的作用，末尾的正值脉冲称为“止脉冲
42、”，它使下一个字母开始之前产生一个间歇。那么接收端就是根据 1.5 个码元宽度的正电平第一次转换到负电平这一特殊规律，确定一个字的起始位置，因而就实现了群同步。一个字母实际上由图8-19所示的占有7.5个码元宽度的波形组成。第8 章 同 步 系 统 图819电传机编码波形 第8 章 同 步 系 统 8.4.3 连贯式插入法连贯式插入法 1.巴克码巴克码 巴克码是一种具有特殊规律的二进制码组，是有限长的非 周 期 序 列。它 的 特 殊 规 律 是：若 一 个 n 位 的 巴 克 码x1,x2,x3,xn，每个码元xi只可能取值+1 或-1，则它必然满足条件 1,1,0)(1nxxjRjniji
43、injj00当当(8-16)第8 章 同 步 系 统 式中,称为局部自相关函数。目前已找到的巴克码组如表 9-1 所示。表中“+”表示+1,“-”表示-1。以n=7 为例，它的局部自相关函数如下：jnijiixxjR1)(612611712.111111)(1;0111111)(1;71111111)(0iiiiiiiixxjRjxxjRjxjRj时当时当时当第8 章 同 步 系 统 表表8-1 巴巴 克克 码码 组组 第8 章 同 步 系 统 同样可以求出j=3,4,5,6,7 以及j=-1,-2,-3,-4,-5,-6,-7 时R(j)的值为 j=0,R(j)=7j=1,3,5,7，R(j
44、)=0 j=2,4,6,R(j)=-1 根据这些值，可以作出 7 位巴克码的R(j)与j的关系曲线，见图 8-20。第8 章 同 步 系 统 图8-20 7 位巴克码的自相关函数 第8 章 同 步 系 统 2.2.巴克码识别器巴克码识别器仍以 7 位巴克码为例。用7级移相寄存器、相加器和判决器就可以组成一个巴克码识别器，如图8-21所示。7 级移位寄存器的 1、0 按照 1110010 的顺序接到相加器，接法与巴克码的规律一致。当输入码元加到移位寄存器时，如果图中某移位寄存器进入的是 1 码，该移位寄存器的 1 端输出为+1,0 端输出为-1。反之当某移位寄存器进入的是0码，该移位寄存器的 1
45、 端输出为-1,0 端输出为+1。实际上巴克码识别器是对输入的巴克码进行相关运算，当一帧信号到来时，首先进入识别器的是群同步码组，只有当 7 位巴克码在某一时刻正好全部进入 7 位寄存器时，7个移位寄存器输出端都输出+1，相加后的最大输出为+7，其余情况相加结果均小于+7。对于数字信息序列，几乎不可能出现与巴克码组相同的信息，故识别器的相加输出也只能小于+7。第8 章 同 步 系 统 若判别器的判决门限电平定为+6,那么就在 7 位巴克码的最后一位 0 进入识别器时，识别器输出一个同步脉冲表示一群的开头。一般情况下，信息码不会正好都使移位寄存器的输出为+1，因此实际上更容易判定巴克码全部进入移
46、位寄存器的位置。第8 章 同 步 系 统 图 8-21 7位巴克码识别器 第8 章 同 步 系 统 8.4.4 8.4.4 间歇式插入法间歇式插入法 间歇式插入法又称为分散插入法，它是将群同步码以分散的形式插入信息码流中。这种方式比较多地用在多路数字电路系统中。间歇式插入的示意图如图8-22所示，群同步码均匀地分散插入在一帧之内。帧同步码可以是 1、0交替码型。例如 24 路PCM系统中，一个抽样值用8位码表示，此时24路电话都抽样一次共有24个抽样值，192个信息码元。192个信息码元作为一帧，在这一帧插入一个群同步码元，这样一帧共有 193 个码元。接收端检出群同步信息后，再得出分路的定时
47、脉冲。第8 章 同 步 系 统 图 8-22 间歇插入群同步方式 第8 章 同 步 系 统 间歇式插入法的缺点是当失步时，同步恢复时间较长，因为如果发生了群失步，则需要逐个码位进行比较检验，直到重新收到群同步的位置，才能恢复群同步。此法的另一缺点是设备较复杂，因为它不像连贯式插入法那样，群同步信号集中插入在一起，而是要将群同步在每一子帧里插入一位码，这样群同步码编码后还需要加以存储。第8 章 同 步 系 统 8.4.5 8.4.5 群同步的保护群同步的保护 最常用的保护措施是将群同步的工作划分为两种状态，即捕捉态和维持态。要提高群同步的工作性能，就必须要求漏同步概率P1和假同步概率P2都要低，
48、但这一要求对识别器判决门限的选择是矛盾的。因为，在群同步识别器中，只有降低判决门限电平，才能减少漏同步，但是为了减少假同步，只有提高判决门限电平。因此，我们把同步过程分为两种不同的状态，以便在不同状态对识别器的判决门限电平提出不同的要求，达到降低漏同步和假同步的目的。第8 章 同 步 系 统 捕捉态：判决门限提高，判决器容许群同步码组中最大错码数就会下降，假同步概率P2就会下降。维持态：判决门限降低，判决器容许群同步码组中最大错码数就会上升，但漏同步概率P1就会下降。第8 章 同 步 系 统 连贯式插入法群同步保护的原理图如图8-23所示。在同步未建立时，系统处于捕捉态，状态触发器C的Q端为低
49、电平，此时同步码组识别器的判决电平较高，因而减小了假同步的概率。一旦识别器有输出脉冲，由于触发器的Q端此时为高电平，于是经或门使与门 1 有输出。与门 1 的一路输出至分频器使之置“1”，这时分频器就输出一个脉冲加至与门 2，该脉冲还分出一路经过或门又加至与门 1。与门1的另一路输出加至状态触发器C，使系统由捕捉态转为维持态，这时Q端变为高电平，打开与门 2，分频器输出的脉冲就通过与门 2 形成群同步脉冲输出，因而同步建立。第8 章 同 步 系 统 图 8-23 连贯式插入法群同步保护原理图 第8 章 同 步 系 统 同步建立以后，系统处于维持态。为了提高系统的抗干扰和抗噪声的性能以减小漏同步
50、概率，具体做法就是利用触发器在维持态时Q端输出高电平去降低识别器的判决门限电平，这样就可以减小漏同步概率。另外同步建立以后，若在分频器输出群同步脉冲的时刻，识别器无输出，这可能是系统真的失去同步，也可能是由偶然的干扰引起的，只有连续出现n2次这种情况才能认为真的失去同步。这时与门 1 连续无输出，经“非”后加至与门 4 的便是高电平，分频器每输出一脉冲，与门 4 就输出一脉冲。这样连续n2个脉冲使“n2”电路计满，随即输出一个脉冲至状态触发器C，使状态由维持态转为捕捉态。当与门 1 不是连续无输出时，“n2”电路未计满就会被置“0”，状态就不会转换，因此增加了系统的维持态时的抗干扰能力。第8
