1、返回主目录返回主目录4.1 4.1 幅度调制（线性调制）的原理幅度调制（线性调制）的原理4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能4.3 4.3 非线性调制（角调制）的原理非线性调制（角调制）的原理4.4 4.4 调频系统的抗噪声性能调频系统的抗噪声性能4.5 4.5 各种模拟调制系统的性能比较各种模拟调制系统的性能比较4.6 4.6 频分复用和调频立体声频分复用和调频立体声 通通 信信 原原 理理 调制调制 幅度调制的一般模型幅度调制的一般模型 调幅调幅(AM)(AM)抑制载波双边带调制（抑制载波双边带调制（DSB-SCDSB-SC）单边带调制单边带调制(SSB)(SS
2、B)残留边带调制残留边带调制(VSB(VSB)相干解调与包络检波相干解调与包络检波第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 1、调制的定义及分类、调制的定义及分类 调制调制：就是按调制信号（：就是按调制信号（基带信号基带信号）的变化规律去改变）的变化规律去改变高频载波某些参数的过程。高频载波某些参数的过程。根据载波的选择根据载波的选择,调制分为两大类：调制分为两大类：正弦载波调制正弦载波调制和和脉冲脉冲调制调制。正弦载波调制（正弦载波调制（连续波调制连续波调制），是用正弦信号作为载波，是用正弦信号作为载波的调制；的调制；脉冲调制脉冲调制：是用数字信号或脉冲串作为载波的调制。：是用数字信号或脉冲
3、串作为载波的调制。4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 根据调制信号的形式，根据调制信号的形式，调制可分为调制可分为模拟调制模拟调制和和数字调制数字调制调制信号（基带信号）是模拟信号的调制是调制信号（基带信号）是模拟信号的调制是模拟调制模拟调制；调制；调制信号（基带信号）是数字信号的调制是信号（基带信号）是数字信号的调制是数字调制数字调制。用正弦波作为载波的模拟调制用正弦波作为载波的模拟调制，就是用取值连续的调制信号去控制正弦载波参数（振幅、频率和相位），包括幅度调制幅度调制和角度调制角度调制。幅度调制（幅度调制（属线性调制属线性调制
4、）：已调信号是基带信号频谱的平已调信号是基带信号频谱的平移及线性变换。移及线性变换。主要有：调幅调幅（AM）、双边带调制双边带调制（DSB-SC)、单边带调制单边带调制（SSB-SC)、残留边带调制残留边带调制（VSB-SC)。4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 角度调制（角度调制（属非线性调制属非线性调制）：已调信号不再保持原来基已调信号不再保持原来基带频谱的结构，其频谱会产生无限的频谱分量。带频谱的结构，其频谱会产生无限的频谱分量。主要有 调频调频（FM)和调相调相（PM）两种。2、调制的目的、调制的目的 调制的实质调制的实质是
5、频谱的搬移是频谱的搬移。调制的原因调制的原因是:从消息变换来的原始信号具有较低的频谱从消息变换来的原始信号具有较低的频谱分量，这种信号在许多信道中不适宜进行传输，因此，在通分量，这种信号在许多信道中不适宜进行传输，因此，在通信系统的发送端常常需要调制过程，而在其接收端则需要反信系统的发送端常常需要调制过程，而在其接收端则需要反调制过程调制过程解调过程解调过程。4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 调制的作用和目的是：调制的作用和目的是：（1）将调制信号（将调制信号（基带信号基带信号）变换成适合在信道中传输）变换成适合在信道中传输的已调
6、信号（的已调信号（频带信号频带信号）；（2）实现信道的多路复用，以提高信道的利用率；实现信道的多路复用，以提高信道的利用率；（3）减小干扰，提高系统的抗干扰能力；减小干扰，提高系统的抗干扰能力；（4）实现传输带宽与信噪比之间的互换。实现传输带宽与信噪比之间的互换。幅度调制幅度调制，就是用调制信号去控制高频载波的振幅，使，就是用调制信号去控制高频载波的振幅，使其按调制信号的规律而变化的过程其按调制信号的规律而变化的过程。4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统h(t)m(t)sm(t)cosct图 4.1 1 幅度调制器（滤波法）的一般模型
7、幅度调制器的一般模型如图 4.1-1 所示。4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 设调制信号m(t)的频谱为M()，冲激响应为h(t)的滤波器特性为H(),则该模型输出已调信号的时域时域和频域一般表示式频域一般表示式为 sm(t)=m(t)cosct*h(t)(4.1-1)()()(21)()()()(*)(21)()()()(coswHwwMwwMwSwHwwwwwMwStswwwwtwccmccmmccc式中，c为载波角频率，H()h(t)。4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调
8、制系统 由以上表示式可见，对于幅度调制信号，在对于幅度调制信号，在波形波形上，上，它的幅度随基带信号规律而变化；在它的幅度随基带信号规律而变化；在频谱结构频谱结构上，它的频上，它的频谱完全是基带信号频谱结构在频域内的简单搬移谱完全是基带信号频谱结构在频域内的简单搬移(精确到常精确到常数因子数因子)。由于这由于这种搬移是线性的，因此种搬移是线性的，因此幅度调制幅度调制通常又通常又称为称为线性调制线性调制。图 4.1-1 之所以称为调制器的一般模型，是因为在该模型中，适当选择滤波器的特性H()，便可以得到各种幅度调制信号。例如，调幅、双边带、单边带及残留边带信号等。4.1 4.1 幅幅 度度 调调
9、 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 移相法模型移相法模型*将上式展开，则可得到另一种形式的时域表示式，即式中 上式表明，sm(t)可等效为两个互为正交调制分量的合成。它同样适用于所有线性调制。由此可以得到移相法线性调制的一般模型移相法线性调制的一般模型如下：)(cos)()(thttmtscm()()cos()inmIcQcsts ttst st()()()IIs th tm t()()cosIch th tt()()()QQsthtm t()()sinQchth tt4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统
10、()()cos()inmIcQcsts ttst st幅度调制器（相移法）的一般模型4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 在图 4-1 中，假设h(t)=(t)，即滤波器（H()=1）为全通全通网络网络，调制信号m(t)叠加直流A0后与载波相乘(见图 4.1-2)，就可形成调幅(AM)信号.m(t)A0cosctsAM(t)图 4.1-2 AM调制器模型4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 所以 SAM()=A0(+c)+(-c)+M(+c)+M(-c)(4.1-4)式中，A
11、0为外加的直流分量；m(t)可以是确知信号，也可以是随机信号(此时，已调信号的频域表示必须用功率谱描述)，但通常认为其平均值m(t)=0。21)()(21)()(2121wFwFtftfsAM(t)=A0+m(t)cosct =A0cosct+m(t)cosct (4.1-3)因为 cosct (+c)+(-c)调幅调幅(AM)信号时域和频域表示式信号时域和频域表示式分别为214.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统图 4.1-3AM信号的波形和频谱m(t)OtA0 m(t)OtOOttcosc(t)sAM(t)1M()A0HHccA0S
12、AM()0210AM波形和频谱波形和频谱如图 4.1-3 所示。4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 由图 4.1-3 的时间波形可知，当满足条件|m(t)|maxA0 时AM信号的包络与调制信号成正比，所以用包络检波包络检波的方法很容易恢复出原始的调制信号，否则，将会出现过调幅现象而产生包络失真。这时不能用包络检波器进行解调，为保证无失真解调，可以采用同步检波器同步检波器。由图 4.1-3 的频谱图可知，AM信号的频谱SAM()由载频分量和上、下两个边带组成，上边带的频谱结构与原调制信号的频谱结构相同，下边带是上边带的镜像。因此，A
13、M信号是信号是带有载波的双边带信号带有载波的双边带信号，它的带宽是基带信号带宽它的带宽是基带信号带宽fH的两倍的两倍，即BAM=2fH。4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 AM信号在1电阻上的平均功率应等于SAM(t)的均方值。当m(t)为确知信号时，SAM(t)的均方值即为其平方的时间平均，即)(2tSPAMAMtwtmAc220cos)(twtmAtwtmtwAccc2022220cos)(2cos)(cos 通常假设调制信号没有直流分量，即 =0。因此)(tmscAMPPtmAP2)(2220式中，PC=A02 /2为载波功率
14、载波功率，PS=/2为边带功率边带功率。)(2tm4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 由此可见，AM信号的总功率包括载波功率和边带功率两信号的总功率包括载波功率和边带功率两部分部分。只有边带功率才与调制信号有关。也就是说，载波分量不携带信息。即使在“满调幅满调幅”（|m(t)|max=A0时，也称100调制调制）条件下，载波分量仍占据大部分功率，而含有有用信息的两个边带占有的功率较小。因此，从功率上从功率上讲，讲，AM信号的功率利用率比较低信号的功率利用率比较低。4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章
15、 模拟调制系统模拟调制系统 在AM信号中，载波分量并不携带信息，信息完全由边带传送。如果将载波抑制，只需在图 4.1-2 中将直流中将直流A0去掉，去掉，即可输出抑制载波双边带信号，简称即可输出抑制载波双边带信号，简称双边带信号（双边带信号（DSB）。其时域和频域表示式时域和频域表示式分别为 SDSB(t)=m(t)cosct (4.1-6)SDSB()=M(+c)+M(-c)214.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统图 4.1-4DSB信号的波形和频谱 双边带信号（双边带信号（DSB）波形和频谱如图 4.1-4 所示。4.1 4.1
16、幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 由时间波形可知，DSB信号的包络不再与调制信号的变信号的包络不再与调制信号的变化规律一致，因而不能采用简单的包络检波来恢复调制信号，化规律一致，因而不能采用简单的包络检波来恢复调制信号，需采用需采用相干解调相干解调(同步检波同步检波)。另外，另外，在调制信号在调制信号m(t)的过零点处，高频载波相位有的过零点处，高频载波相位有180的突变。的突变。由频谱图可知，DSB信号虽然节省了载波功率，功率利用率提高了，但它的频带宽度仍是调制信号带宽的两倍频带宽度仍是调制信号带宽的两倍，与AM信号带宽相同。由于DSB信号的上
17、、下两个边带是完全对称的，它们都携带了调制信号的全部信息，因此仅传输其中一个边带即可，这就是单边带调制能解决的问题。4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 DSB信号包含有两个边带，即上、下边带。由于这两个边带包含的信息相同，因而，从信息传输的角度来考虑，传输一个边带就够了。这种只传输一个边带的通信方式称为单边带通单边带通信信。单边带信号的产生方法通常有单边带信号的产生方法通常有滤波法滤波法和和相移法相移法。1.用滤波法形成单边带信号用滤波法形成单边带信号 产生产生SSB信号最直观的方法是让双边带信号通过一个边带信号最直观的方法是让双边
18、带信号通过一个边带滤波器，保留所需要的一个边带，滤除不要的边带滤波器，保留所需要的一个边带，滤除不要的边带。这只需将图 4.1-1 中的形成滤波器H()设计成如图 4.1-5 所示的理想低通特性理想低通特性HLSB()或理想高通特性理想高通特性HUSB()，就可分别取出下边带信号频谱下边带信号频谱SLSB()或上边带信号频谱上边带信号频谱SUSB()，如图 4.1-6 所示。4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统图 4.1 5 形成SSB信号的滤波特性4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模
19、拟调制系统M()HHSM()ccOO 上边带 下边带 下边带 上边带ccO上边带频谱Occ下边带频谱图 4.1-6SSB信号的频谱4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 用滤波法形成用滤波法形成SSB信号的技术难点信号的技术难点是，由于一般调制信号都具有丰富的低频成分，经调制后得到的DSB信号的上、下边带之间的间隔很窄，这就要求单边带滤波器在要求单边带滤波器在fc附近具附近具有陡峭的截止特性，才能有效地抑制无用的一个边带。这就有陡峭的截止特性，才能有效地抑制无用的一个边带。这就使滤波器的设计和制作很困难使滤波器的设计和制作很困难，有时甚
20、至难以实现。为此，在工程中往往采用多级调制滤波的方法在工程中往往采用多级调制滤波的方法。2.用相移法形成单边带信号用相移法形成单边带信号 SSB信号的时域表示式的推导比较困难，一般需借助希尔希尔伯特变换伯特变换来表述。但我们可以从简单的单频调制出发，得到SSB信号的时域表示式，然后再推广到一般表示式。设单频调制信号为m(t)=Amcosmt，载波为c(t)=cosct，两者相乘得DSB信号的时域表示式为4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统twtwAtScmmDSBcoscos)(twwAtwwAmcmmcm)cos(21)cos(21
21、保留上边带，则twwAtSmCmUSB)cos(21)(twtwAtwtwAcmmcmmsinsin21coscos21把上、下边带合并起来可以写成twtwAtwtwAtScmmcmmSSBsinsin21coscos21)(4.1-8)保留下边带，则twwAtSmCmLSB)cos(21)(twtwAtwtwAcmmmmcsinsin21coscos214.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统式中，“-”表示上边带信号，“+”表示下边带信号。Am sinmt 可以看成是可以看成是Am cosmt 相移相移 ，而幅度而幅度大小保持不变。我
22、们把这一过程称为大小保持不变。我们把这一过程称为希尔伯特变换希尔伯特变换，记为“”，则 上述关系虽然是在单频调制下得到的，但是它不失一般性，因为任意一个基带波形总可以表示成许多正弦信号之和任意一个基带波形总可以表示成许多正弦信号之和。因此，把上述表述方法运用到式（4.1-8），就可以得到调调制信号为任意信号的制信号为任意信号的SSB信号的时域表示式信号的时域表示式:twtmtwtmtSccSSBsin)(21cos)(21)(2twAtwAmmmmsincos（4.1-9）4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 式中，是m(t)的希尔伯
23、特变换。)(tm)(tm)(wMsgn)()(wjwMwM式中符号函数Sgnw=1,w0-1,w0设-jsgnw/M(W)(w)M(w)Hh若M()为m(t)的傅氏变换，则 的傅氏变换 为)1()()(ttmtm4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 我们把把Hh()称为称为希尔伯特滤波器的传递函数希尔伯特滤波器的传递函数，由上式可知，它实质上是一个宽带相移网络，表示把m(t)幅度不变，所有的频率分量均相移 ，即可得到 。由式（4.1-9）可画出单边带调制相移法的模型，如图 4.1-10所示。2)(tm图 4.110 相移法形成单边带信
24、号4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 相移法形成相移法形成SSB信号的困难信号的困难在于宽带相移网络的制作，在于宽带相移网络的制作，该该网络要对调制信号网络要对调制信号m(t)的所有频率分量严格相移的所有频率分量严格相移/2，这一点即，这一点即使近似达到也是困难的使近似达到也是困难的。为解决这个难题，可以采用混合法采用混合法（也叫维弗法维弗法）。综上所述：SSB调制方式在传输信号时，不但可节省载波调制方式在传输信号时，不但可节省载波发射功率，而且它所占用的频带宽度为发射功率，而且它所占用的频带宽度为BSSB=fH，只有，只有AM、D
25、SB的一半，因此，它目前已成为短波通信中的一种重要调制的一半，因此，它目前已成为短波通信中的一种重要调制方式方式。SSB信号的解调和信号的解调和DSB一样不能采用简单的包络检波一样不能采用简单的包络检波，因为SSB信号也是抑制载波的已调信号，它的包络不能直接反映调制信号的变化，所以仍需采用相干解调需采用相干解调。4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 残留边带调制是介于SSB与DSB之间的一种调制方式，它既克服了DSB信号占用频带宽的缺点，又解决了SSB信号实现上的难题。在VSB中，不是完全抑制一个边带（如同SSB中那样），而是逐渐切割
26、，使其残留一小部分，如图 4.1-11（d）所示。4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统M()2B2BODSB()ccO(a)(b)S SB()OccccV SB()O(c)(d)图 4.1-11DSB、SSB和VSB信号的频谱4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统HVSB()m(t)c(t)cosctsVSB(t)LPFmo(t)2cosctsVSB(t)(a)(b)用滤波法实现残留边带调制的原理用滤波法实现残留边带调制的原理如图 4.1-12(a)所示。图中,滤波器的特性应按
27、残留边带调制的要求来进行设计。图 4.1-12VSB调制和解调器模型(a)VSB调制器模型 (b)VSB解调器模型4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 现在我们来确定残留边带滤波器的特性残留边带滤波器的特性。假设HVSB()是所需的残留边带滤波器的传输特性。由图 4.1-12(a)可知，残留边带信号的频谱残留边带信号的频谱为 为了确定上式中残留边带滤波器传输特性HVSB()应满足的条件，我们来分析一下接收端是如何从该信号中恢复原基带信号的。VSB信号显然也不能简单地采用包络检波，而必须采用如图 4.1-12(b)所示的相干解调相干解调
28、。图中，残留边带信号SVSB(t)与相干载波2cosct的乘积为)()()(21)(wHwwMwwMwSVSBccVSB(4.1-12)4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 2SVSB(t)cosct SVSB(+c)+SVSB(-c)将式（4.1-12）代入上式，选择合适的低通滤波器的截止频率，消掉2c处的频谱，则低通滤波器的输出频谱Mo()上式告诉我们，为了保证相干解调的输出无失真地重现调制信号m(t)M()，必须要求 HVSB(+c)+HVSB(-c)=常数，常数，|H (4.1-13)式中，H是调制信号的最高频率。式(4.1-
29、13)就是确定残留边带滤波器传输特性残留边带滤波器传输特性HVSB()所必所必须遵循的条件须遵循的条件。)()()(21)(0cVSBcVSBwwHwwHwMwM4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 满足上式的满足上式的HVSB()的可能形式的可能形式有两种：图 4.1-13（a）所示的低通滤波器形式低通滤波器形式(低低通通)和图 4.1-13(b)所示的高通滤波器高通滤波器形式形式(带带 阻）阻）。HVSB()10.50cccc00.51HVSB()(a)(b)图 4-10残留边带滤波器特性(a)残留部分上边带的滤波器特性;b）残留
30、部分下边带的滤波器特性 4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 HVSB(+c)+HVSB(-c)=常数，常数，|H (4.1-13)式(4.1-13)的几何解释几何解释：以残留上边带的滤波器为例，如图 4.1-14 所示。显见，它是一个低通滤波器。这个滤波器将使上边带小部分残留，而使下边带绝大部分通过。将HVSB()进行c的频移，分别得到HVSB(-c)和HVSB(+c)，按式(4.1-13)将两者相加，其结果在|H范围内应为常数，为了满足这一要求，必须使使HVSB(-c)和和HVSB(+c)在在=0处具有互补对称处具有互补对称（奇对
31、称）（奇对称）的滚降特性的滚降特性。显然，满足这种要求的滚降特性曲线并不是惟一的，而是有无穷多个。4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统1、相干解调、相干解调相干解调器的一般模型相干解调器的一般模型 相干解调器原理相干解调器原理：为了无失真地恢复原基带信号，接收端必须提供一个与接收的已调载波严格同步（同频同相）的本地载波（称为相干载波），它与接收的已调信号相乘后，经低通滤波器取出低频分量，即可得到原始的基带调制信号。4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统相干解调器性能分析相干解调
32、器性能分析已调信号的一般表达式（相移法）为 与同频同相的相干载波c(t)相乘后，得经低通滤波器后，得到因为sI(t)是m(t)通过一个全通滤波器HI()后的结果，故上式中的sd(t)就是解调输出，即()()cos()inmIcQcsts ttst st()cos111()()cos2()in2222pmcIIcQcsts tts ts tts t st 1()2dIsts t 1()2dIststm t4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统2、包络检波、包络检波 适用条件适用条件：AM信号，且要求|m(t)|max A0，包络检波器结构
33、包络检波器结构：通常由半波或全波整流器和低通滤波器组成。例如，性能分析性能分析设输入信号是 选择RC满足如下关系 式中fH 调制信号的最高频率，fc-载波频率。在大信号检波时（一般大于0.5 V），二极管处于受控的开关状态，检波器的输出为隔去直流后即可得到原信号m(t)。ttmAtscAMcos)()(0cHfRCf/1 0()dstAm t4.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 可见，包络检波器就是直接从已调波的幅度中提取原调制信号。其结构简单，且解调输出是相干解调输出的两倍。因此，AM信号几乎无一例外地采用包络检波信号几乎无一例外地
34、采用包络检波。顺便指出：顺便指出：DSB、SSB和VSB均是抑制载波的已调信号，其包络不直接表示调制信号，因而不能采用简单的包络检波法解调。但若插入很强的载波，使之成为（或近似为）若插入很强的载波，使之成为（或近似为）AM信号，信号，则可利用包络检波器恢复调制信号则可利用包络检波器恢复调制信号，这种方法称为插入载波插入载波包络检波法。包络检波法。它对于DSB、SSB和VSB信号均适用。载波分量可以在接收端插入，也可在发送端插入载波分量可以在接收端插入，也可在发送端插入。注意，注意，为了保证检波质量，插入的载波振幅应远大于信为了保证检波质量，插入的载波振幅应远大于信号的振幅，同时也要求插入的载波
35、与调制载波同频同相。号的振幅，同时也要求插入的载波与调制载波同频同相。第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 思考题（自作）：思考题（自作）：P127 5-1,5-2,5-3,5-6,5-7 习习 题题 ：P128 5-2，5-34.1 4.1 幅幅 度度 调调 制制 的的 原原 理理 分析模型分析模型 线性调制相干解调的抗噪声性能线性调制相干解调的抗噪声性能 调幅信号包络检的抗噪声性能调幅信号包络检的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 前节中的分析都是在没有噪声的条件下进行的。实际中，任何通信系统都避免不了噪声的影响。从有关信道和噪声的内容可知，通信系统把信道加性通信系统把
36、信道加性噪声中的起伏噪声作为研究对象。而起伏噪声又可视为高噪声中的起伏噪声作为研究对象。而起伏噪声又可视为高斯白噪声斯白噪声。因此，本节将要研究的问题是信道存在加性高斯白噪声时，各种线性调制系统的抗噪声性能。4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 由于加性噪声只对已调信号的接收产生影响，由于加性噪声只对已调信号的接收产生影响，因而调因而调制系统的抗噪声性能可以用解调器的抗噪声性能来衡量制系统的抗噪声性能可以用解调器的抗噪声性能来衡量。分析解调器的抗噪声性能的模型如图 4.2-1 所示。图中，Sm(t)为已调信号，n(t)为传输过
37、程中叠加的高斯白噪声。带通滤波器sm(t)sm(t)n(t)ni(t)解调器mo(t)no(t)图4.2-1 解调器抗噪声性能分析模型4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 带通滤波器的作用带通滤波器的作用是滤除已调信号频带以外的噪声是滤除已调信号频带以外的噪声，因此经过带通滤波器后,到达解调器输入端的信号仍可认为是Sm(t)，噪声为ni(t)。解调器输出的有用信号为mo(t)，噪声为no(t)。对于不同的调制系统，将有不同形式的信号Sm(t),但解调器输入端的噪声ni(t)形式是相同的，它是由平稳高斯白噪声经过带通滤波器而得到
38、的。当带通滤波器带宽远小于其中心频率，为0时，ni(t)即为平稳高斯窄带噪声即为平稳高斯窄带噪声，它的表示式为)(cos)()(sin)(cos)()(000ttwtVtntwtntwtntnisci或者（4.2-1)（4.2-2)4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 窄带噪声ni(t)及其同相分量nc(t)和正交分量ns(t)的均值都为0，且具有相同的平均功率，即：式中，Ni为解调器输入噪声ni(t)的平均功率,“”表示统计统计平均平均（对随机信号对随机信号）或）或时间平均时间平均（对确定信号对确定信号）。若白噪声的双边功率
39、谱密度为n0/2，带通滤波器传输特性是高度为1，带宽为B的理想矩形函数(如图 4.2-2 所示)，则 Ni=n0B (4.2-4)为了使已调信号无失真地进入解调器，同时又最大限度地抑制噪声，带宽B应等于已调信号的频带宽度，当然也是窄带噪声ni(t)的带宽。isciNtntntn)()()(2224.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统|H(f)|1.00f0f0fB图 4.2-2 带通滤波器传输特性4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统)()(202000tntmN
40、S功率解调器输出噪声的平均平均功率解调器输出有用信号的 只要解调器输出端有用信号能与噪声分开，则输出信噪比就能确定。输出信噪比与调制方式有关，也与解调方式有关。因此在已调信号平均功率相同，而且信道噪声功率谱密度也相同的情况下，输出信噪比反映了系统的抗噪声性能输出信噪比反映了系统的抗噪声性能。为了便于衡量同类调制系统不同解调器对输入信噪比的影响，还可用输出信噪比和输入信噪比的比值输出信噪比和输入信噪比的比值G来表示，即 评价一个模拟通信系统质量的好坏，最终是要看评价一个模拟通信系统质量的好坏，最终是要看解调器解调器的输出信噪比的输出信噪比。输出信噪比定义为4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能
41、线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 G称为调制制度增益称为调制制度增益。式中Si/Ni为输入信噪比，定义为：)()(22tntSNSimii功率解调器输入噪声的平均平均功率解调器输入有用信号的iiNSNSG/00显然，G越大，表明解调器的抗噪声性能越好越大，表明解调器的抗噪声性能越好。我们在给出已调信号Sm(t)和单边噪声功率谱密度n0的情况下，推导出各种解调器的输入及输出信噪比，并在此基础上对各种调制系统的抗噪声性能作出评述。4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 在分析DSB、SSB、VSB系统
42、的抗噪声性能时，图4.2-1模型中的解调器为相干解调器，如图4.2-3所示。相干解调属于线性解调，故在解调过程中，输入信号及噪声可以分别单独解调。4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能带通滤波器sm(t)sm(t)n(t)ni(t)mo(t)no(t)低通滤波器cosct图4.2-3 线性调制相干解调的抗噪声性能分析模型第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能1.DSB调制系统的性能调制系统的性能 设解调器输入信号为 sm(t)=m(t)cosct (4.2-8)与相干载波cosct相乘后，得 m(t)c
43、os2ct=经低通滤波器后，输出信号输出信号为twtmtmc2cos)(21)(21)(21)(0tmtm(4.2-9)第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 解调器输出端的有用信号功率解调器输出端的有用信号功率为 (4.2-10)解调DSB信号时，接收机中的带通滤波器的中心频率0与调制载频c相同，因此解调器输入端的噪声ni(t)可表示为 ni(t)=nc(t)cosct-ns(t)sinct (4.2-11)(41)(2200tmtmS 它与相干载波cosct相乘后，得ni(t)cosct=nc(t)cosct-ns(t)sinctcosct =2sin)(2cos)(21)(21twtn
44、twtntncscCc4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统经低通滤波器后，解调器最终的输出噪声解调器最终的输出噪声为 (4.2-12)故输出噪声功率输出噪声功率为 (4.2-13)根据式(4.2-3)和式(4.2-4)，则有 (4.2-14)这里，BPF的带宽B=2fH，为双边带信号的带宽。)(21)(0tntnc)(41)(2200tntnNcBnNtntnNiic02204141)(41)(414.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统则解调器的输出信噪比解调器
45、的输出信噪比为：解调器输入信号平均功率为 由式（4.2-15）及式（4.2-4）可得解调器的输入信噪解调器的输入信噪比比为)(21cos)()(222tmtwtmtSScmiBntmNSii02)(21BntmNtmNSi02200)(41)(414.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 因而制度增益制度增益为2/1100NSNSGDSB 由此可见，DSB调制系统的制度增益为调制系统的制度增益为2。这就是说，DSB信号的解调器使信噪比改善一倍。这是因为采用同步解信号的解调器使信噪比改善一倍。这是因为采用同步解调，使输入噪声中的一个
46、正交分量调，使输入噪声中的一个正交分量ns(t)被消除被消除的缘故。的缘故。2.SSB调制系统的性能调制系统的性能 单边带信号的解调方法与双边带信号相同，单边带信号的解调方法与双边带信号相同，其区别仅在其区别仅在于解调器之前的带通滤波器的带宽和中心频率不同于解调器之前的带通滤波器的带宽和中心频率不同。前者的带通滤波器的带宽是后者的一半。4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 由于单边带信号的解调器与双边带信号的相同，故计算单边带信号解调器输入及输出信噪比的方法也相同。单边带信号解调器的输出噪声与输入噪声的功率单边带信号解调器的输
47、出噪声与输入噪声的功率可由式（4.2-14）给出，即BnNNi004141（4.2-19）4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 这里，B=fH为单边带的带通滤波器的带宽。对于单边带解调器的输入及输出信号功率，不能简单地照搬双边带时的结果。这是因为单边带信号的表示式与双边带的不同。单边带信号的表示式由式(4.1-9)给出，即twtmtwtmtSccmsin)(21cos)(21)(式中，是将m(t)的所有频率成分都相移/2的信号。上式中取“+”将形成下边带，取“-”则形成上边带。)(tm(4.2-20)4.2 4.2 线性调制系
48、统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 与相干载波相乘后，再经低通滤波可得解调器输出信号 mo(t)=m(t)(4.2-21)41)(161)(2200tmtmS输入信号平均功率 twtmtmtmtmtwtmtwtmtSScccmi2sin)()(41)(21)(2141sin)(cos)(41)(2222(4.2-22)因此，输出信号平均功率：4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 式中，因为 m(t)是基带信号，所以 同样也是基带信号。因而，m(t)随时间的变化，相对于2wc为载频的载
49、波的变化是十分缓慢的。故：)(412tmSi)(tm)(tm02sin)()(1lim2sin)()(22dttwtmtmTtwtmtmTTcTc)(21)(2141)(222tmtmtSSmi则)(tm(4.2-23)由于m(t)与 具有相同的功率谱密度或相同的平均功率，故上式变为4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 于是，单边带解调器的输入信噪比单边带解调器的输入信噪比为BntmBntmNSii02024)()(41输出信噪比输出信噪比为BntmBntmNS0202004)(41)(161因而制度增益制度增益为1/00ii
50、SSBNSNSG(4.2-24)(4.2-25)(4.2-26)4.2 4.2 线性调制系统的抗噪声性能线性调制系统的抗噪声性能第第4 4章章 模拟调制系统模拟调制系统 这是因为在SSB系统中，信号和噪声有相同表示形式，所以，相干解调过程中，信号和噪声的正交分量均被抑制掉，故信噪比没有改善。比较式（4.2-18）与式（4.2-26）可知，GDSB=2GSSB。这能否说明双边带系统的抗噪声性能比单边带系统好呢？回答这能否说明双边带系统的抗噪声性能比单边带系统好呢？回答是否定的。是否定的。因为对比式（4.2-15）和（4.2-23）可知，在上述讨论中，双边带已调信号的平均功率是单边带信号的 2 倍
