反馈控制电路课件.ppt

1、第第6章章 反馈控制电路反馈控制电路 6.1 自动增益控制电路自动增益控制电路6.2 自动频率控制电路自动频率控制电路6.3 锁相环的基本原理锁相环的基本原理6.4 频率合成器频率合成器 6.1 自动增益控制电路自动增益控制电路图61 反馈控制系统的组成 比较器控制信号发生器参考信号ur(t)误差信号ue(t)可控器件控制信号uc(t)反馈网络反馈信号uf(t)输入信号ui(t)输出信号uo(t)图62 具有AGC电路的接收机组成框图高频放大器至解调器混频器中频放大器直流放大器AGC检波器ur 6.1.1 工作原理 设输入信号振幅为Ui,输出信号振幅为Uo,可控增益放大器增益为Kv(uc),它

2、是控制电压uc的函数,则有()ovciUK u U(61)图63 自动增益控制电路框图 电压比较器KpUp控制信号发生器K1可控增益放大器AKueuc直流放大器K2低 通滤波器电平检测器K2uiUo 6.1.2自动增益控制电路 根据输入信号的类型、特点以及对控制的要求,AGC电路主要有以下几种类型。1简单AGC电路 在简单AGC电路里,参考电平Ur0。这样,只要输入信号振幅Ui增加,AGC的作用就会使增益Kv减小,从而使输出信号振幅Uo减小。图84为简单AGC的特性曲线。maxm xoooiUmU(62)mi为AGC电路限定的输入信号振幅最大值与最小值之比（输入动态范围）,即maxm xiii

3、iUmU(63)maxm xmaxm xmaxmaxm xmaxm xm x/iiiioiivvoooiooavimUUUUKnmUUUUK(64)则有 图64 简单AGC特性曲线Uo0Ui图65 延迟AGC特性曲线 Uo0UiUominUomaxUiminUimax 2延迟AGC电路 在延迟AGC电路里有一个起控门限,即比较器参考电压Ur,它对应的输入信号振幅Uimin,如图65所示。图66 延迟AGC电路 至信号检波延迟电压VCCC1R1RCAGC电压VD 3前置AGC、后置AGC与基带AGC 前置AGC是指AGC处于解调以前,由高频（或中频）信号中提取检测信号,通过检波和直流放大,控制高

4、频（或中频）放大器的增益。后置AGC是从解调后提取检测信号来控制高频（或中频）放大器的增益。基带AGC是整个AGC电路均在解调后的基带进行处理。6.1.3 AGC的性能指标 1动态范围 AGC电路是利用电压误差信号去消除输出信号振幅与要求输出信号振幅之间电压误差的自动控制电路。2响应时间 AGC电路是通过对可控增益放大器增益的控制来实现对输出信号振幅变化的限制,而增益变化又取决于输入信号振幅的变化,所以要求AGC电路的反应既要能跟得上输入信号振幅的变化速度,又不会出现反调制现象,这就是响应时间特性。6.2 自动频率控制电路自动频率控制电路 6.2.1 工作原理 自动频率控制（AFC）电路由频率

5、比较器、低通滤波器和可控频率器件三部分组成,如图87所示。图67 自动频率控制电路的组成低通滤波器H(s)可控频率器件Kcueucrr(s)频率比较器KpUe(s)Uc(s)r(s)r输出信号 可控频率器件通常是压控振荡器（VCO）,其输出振荡角频率可写成0yycck u(65)6.2.2 主要性能指标 对于AFC电路,其主要的性能指标是暂态和稳态响应以及跟踪特性。1暂态和稳态特性 由图87可得AFC电路的闭环传递函数()()()()1()()()()1()ybcrbcbcyrbcsk k H sT ssk k H sk k H sssk k H s由此可得到输出信号角频率的拉氏变换(66)(

6、67)2跟踪特性 由图87可求得AFC电路的误差传递函数T（s）,它是误差角频率e（s）与参考角频率r（s）之比,其表达式为00()1()()1()llim()lim()1()eerbceerssbcsT ssk k H sssssk k H s从而可得AFC电路中误差角频率的时域稳定误差值(68)(69)6.2.3 应用 1自动频率微调电路（简称AFC电路）图68是一个调频通信机的AFC系统的方框图。这里是以固定中频fI作为鉴频器的中心频率,亦作为AFC系统的标准频率。图68 调频通信机的AFC系统方框图fs混频中放鉴频fI|fs f0|fI中心频率 fI本振(压控振)低放低通滤波器f0图6

7、9 AFT原理方框图 自中放来限幅放大移相网络u2u1uo6.3锁相环的基本原理锁相环的基本原理 6.3.1 工作原理 锁相环是一个相位负反馈控制系统。它由鉴相器(Phase Detector,缩写为PD)、环路滤波器(Loop Filter,缩写为LF)和电压控制振荡器(Voltage Controlled Oscillator,缩写为VCO)三个基本部件组成,如图610所示。图610 锁相环的基本构成参 考 信 号PDur(t)LFud(t)VCOuc(t)uo(t)输 出 信 号 设参考信号为()sin()rrrru tUtt(610)若参考信号是未调载波时,则r(t)=r=常数。设输出

8、信号为()cos()oooou tUtt(611)两信号之间的瞬时相差为0000()()()()()crrrrtttttt（612）由频率和相位之间的关系可得两信号之间的瞬时频差为00()()erdtdtdtdt(613)锁定后两信号之间的相位差表现为一固定的稳态值。即()lim0etdtdt（614）此时,输出信号的频率已偏离了原来的自由振荡频率0(控制电压uc(t)=0时的频率),其偏移量由式(613)和(614)得到为 00()rdtdt (615)这时输出信号的工作频率已变为00()()ccrddtttdtdt(616)6.3.2 1.鉴相器 鉴相器（PD）又称为相位比较器,它是用来比

9、较两个输入信号之间的相位差e(t)。鉴相器输出的误差信号ud(t)是相差e(t)的函数,即基本环路方程图611 正弦鉴相器模型ui(t)uo(t)LPFud(t)图612 线性鉴相器的频域数学模型1(t)2(t)e(t)Udsin()Udsine(t)若以压控振荡器的载波相位0t作为参考,将输出信号uo(t)与参考信号ur uo(t)=Uocos0t+2(t)(618)ur(t)=Ursinrt+r(t)=Ursin0t+1(t)(619)式中，2(t)=0(t),1(t)=(r-0)t+r(t)=0t+r(t)(620)将uo(t)与ur(t)相乘,滤除20分量,可得ud(t)=Udsin1

10、(t)-2(t)=Udsine(t)(621)图613 正弦鉴相器的鉴相特性2 23 220322e(t)Ud(t)图614 环路滤波器的模型 (a)时域模型;(b)频域模型 F(p)uc(t)ud(t)(a)F(s)uc(s)ud(s)(b)2.环路滤波器 环路滤波器(LF)是一个线性低通滤波器,用来滤除误差电压ud(t)中的高频分量和噪声,更重要的是它对环路参数调整起到决定性的作用。1)RC积分滤波器 这是最简单的低通滤波器,电路如图815(a)所示,其传递函数为1()1()()1sdUsF sUss(622)图615 RC积分滤波器的组成与频率特性 (a)组成;(b)频率特性20 lg|

11、F(j)/dB03(对数刻度)()045906 dB/倍频程udRCuc(a)(b)/1/2)无源比例积分滤波器 无源比例积分滤波器如图816(a)所示。与RC积分滤波器相比,它附加了一个与电容C串联的电阻R2,这样就增加了一个可调参数。它的传递函数为21()1()()1cdUssF sUss(623)图616 无源比例积分滤波器 (a)组成;(b)频率特性20 lg|F(j)/dB03(对数刻度)()04590udR1Cuc(a)(b)R21211220 lg/1/1/3)有源比例积分滤波器 有源比例积分滤波器由运算放大器组成,电路如图8-17(a)所示。当运算放大器开环电压增益A为有限值时

12、,它的传递函数为21()1()()1cdUssF sAUss(624)式中，1=(R1+AR1+R2)C;2=R2C。若A很高,则221121221111()1()111sR CsR CF sAAs ARRR CsARCsR CssRCs (625)3.压控振荡器 压控振荡器(VCO)是一个电压-频率变换器,在环路中作为被控振荡器,它的振荡频率应随输入控制电压uc(t)线性地变化,即 式中，v(t)是VCO的瞬时角频率,Kd是线性特性斜率,表示单位控制电压,可使VCO角频率变化的数值。因此又称为VCO的控制灵敏度或增益系数,单位为rad/Vs。在锁相环路中,VCO的输出对鉴相器起作用的不是瞬时

13、角频率而是它的瞬时相位,即 0()()vdctk u t（626）00020()()()()ttvdctdctdttkudtkud（627）（628）将此式与式(818)比较,可知以0t为参考的输出瞬时相位为 图617 有源比例积分滤波器 (a)电路;(b)频率特性CR1uducR220 lg|F(j)/dB0(对数刻度)()045(b)1220 lg20 lg212906 dB/倍频程(a)/(对数刻度)1/由此可见,VCO在锁相环中起了一次积分作用,因此也称它为环路中的固有积分环节。式(628)就是压控振荡器相位控制特性的数学模型,若对式(628)进行拉氏变换,可得到在复频域的表示式为22

14、()()()cddcUsksskUss（629）（630）VCO的传递函数为 图618 VCO的复频域模型 pK0uc(t)2(t)(a)sK0uc(s)2(s)(b)4.环路相位模型和基本方程 复时域分析时可用一个传输算子F(p)来表示,其中p(d/dt)是微分算子。由图819,我们可以得出锁相环路的基本方程122()()()()sin()()cddetttKtUt F pp(631)(632)图619 锁相环路的相位模型 1(t)e(t)Udsinud(t)F(p)uc(t)pK02(t)将式(632)代入式(631)得101()()sin()()()sin()()edeeptptK Ut

15、 F pptKt F p（633）设环路输入一个频率r和相位r均为常数的信号,即00()sinsin()rrrrrrrut UtUtt 式中，0是控制电压uc(t)=0时VCO的固有振荡频率;r是参考输入信号的初相位。令 10100()()()rrrttpt（634）则 将式(634)代入式(633)可得固定频率输入时的环路基本方程:00()sin()()edeptK Ut F p（635）右边第二项是闭环后VCO受控制电压uc(t)作用引起振荡频率v相对于固有振荡频率0的频差(v-0),称为控制频差。由式(635)可见,在闭环之后的任何时刻存在如下关系:瞬时频差=固有频差-控制频差 000(

16、)()()vrvrv（636）6.3.3 锁相环工作过程的定性分析 1.锁定状态 当在环路的作用下,调整控制频差等于固有频差时,瞬时相差e(t)趋向于一个固定值,并一直保持下去,即满足lim()0etpt（637）锁定时的环路方程为00sin()(0)()arcsin(0)odeeodK UF jK U F j （638）（639）从中解得稳态相差 锁定正是在由稳态相差e()产生的直流控制电压作用下,强制使VCO的振荡角频率v相对于0偏移了0而与参考角频率r相等的结果。即0000sin()(0)vderK UF j（640）2.跟踪过程 当v大得足以补偿固有频差0时,环路维持锁定,因而有 如果

17、继续增大0,使0K0UdF(j0),则环路失锁(vr)。因此,我们把环路能够继续维持锁定状态的最大固有频差定义为环路的同步带:000 max0sin()(0)(0)vdedK UF jK U F j 故 0 max0(0)HdK U F j（641）3.失锁状态 失锁状态就是瞬时频差(r-v)总不为零的状态。这时,鉴相器输出电压ud(t)为一上下不对称的稳定差拍波,其平均分量为一恒定的直流。这一恒定的直流电压通过环路滤波器的作用使VCO的平均频率v偏离0向r靠拢,这就是环路的频率牵引效应。4.捕获过程 开机时,鉴相器输入端两信号之间存在着起始频差(即固有频差)0,其相位差0t。因此,鉴相器输出

18、的是一个角频率等于频差0的差拍信号,即0()sin()ddutUt（642）若0很大,ud(t)差拍信号的拍频很高,易受环路滤波器抑制,这样加到VCO输入端的控制电压uc(t)很小,控制频差建立不起来,ud(t)仍是一个上下接近对称的稳定差拍波,环路不能入锁。图620 频率捕获锁定示意图ud(t)Ud0 Udtr(t)r00TfTt 环路能否发生捕获是与固有频差的0大小有关。只有当|0|小到某一频率范围时,环路才能捕获入锁,这一范围称为环路的捕获带p。它定义为在失锁状态下能使环路经频率牵引,最终锁定的最大固有频差|0|max,即0maxp（643）6.3.4 锁相环路的线性分析 锁相环路线性分

19、析的前提是环路同步,线性分析实际上是鉴相器的线性化。虽然压控振荡器也可能是非线性的,但只要恰当地设计与使用就可以做到控制特性线性化。鉴相器在具有三角波和锯齿波鉴相特性时具有较大的线性范围。而对于正弦型鉴相特性,当 e6时,可把原点附近的特性曲线视为斜率为Kd的直线,如图621所示。因此,式(621)可写成()()ddcutKt(644)图621 正弦鉴相器线性化特性曲线 图622 线性化鉴相器的模型2 02e(t)ud(t)KdUd1(t)2(t)e(t)KdKde(t)用Kde(t)取代基本方程式(635)中的 Udsine(t)可得到环路的线性基本方程1010()()()()()()()e

20、deeeptptK K F ptptptK Ft（645）(646)或 式中，K=K0Kd称为环路增益。K的量纲为频率。式(646)相应的锁相环线性相位模型如图623所示。图623 锁相环的线性相位模型(时域)1(t)e(t)KdpK02(t)F(p)2(t)对式(646)两边取拉氏变换,就可以得到相应的复频域中的线性相位模型,如图624所示。图624 锁相环的线性相位模型(复频域)1(s)e(s)KsK2(s)F(s)2(s)环路的相位传递函数有三种,用于研究环路不同的响应函数。（1）开环传递函数研究开环(e(t)=1(t)时,由输入相位1(t)所引起的输出相位2(t)的响应,为201()(

21、)()()sF sHsKss开环（647）（2）闭环传递函数研究闭环时,由1(t)引起输出相位2(t)的响应,为21()()()()()sKF sH sssKF s（648）（3）误差传递函数研究闭环时,由1(t)所引起的误差响应e(t),为1211()()()()()()()eessssHssssKF s（649）Ho(s)、H(s)、He(s)是研究锁相环路同步性能最常用的三个传递函数,三者之间存在如下关系:()()1()1()1()1()ooeoHsH sHsHsH sHs（650）（651）表61列出了采用无源比例积分滤波器和理想积分滤波器(即A很高时的有源比例积分滤波器)的环路传递函

22、数。表61 表62 1跟踪特性 锁相环的一个重要特点是对输入信号相位的跟踪能力。衡量跟踪性能好坏的指标是跟踪相位误差,即相位误差函数e(t)的暂态响应和稳态响应。其中暂态响应用来描述跟踪速度的快慢及跟踪过程中相位误差波动的大小。稳态响应是当t时的相位误差值,表征了系统的跟踪精度。在给定锁相环路之后,根据式(649)可以计算出复频域中相位误差函数e(s),对其进行拉氏反变换,就可以得到时域误差函数e(t)。下面我们分析理想二阶环对于频率阶跃信号的暂态误差响应。当输入参考信号的频率在t=0时有一阶跃变化,即 000()0ttt（652）其对应的输入相位112()()ttss（653）（654）则

23、122()()()2eennss Hss（655）进行拉氏反变换,得 当1时,2222sin1()1()sinsin1()1nnntnentenntnenttetettte当=1时,当01时,(656c)(656b)（656a）式(656)相应的响应曲线如图625所示。由图可见:(1)暂态过程的性质由决定。当1时,暂态过程是衰减振荡,环路处于欠阻尼状态;当1时,暂态过程按指数衰减,尽管可能有过冲,但不会在稳态值附近多次摆动,环路处于过阻尼状态;当=1时,环路处于临界阻尼状态,其暂态过程没有振荡。(2)当1时,暂态过程的振荡频率为 （1-2)1/2n。若=0,则振荡频率等于n。所以n作为无阻尼自

24、由振荡角频率的物理意义很明确。(3)由图可见,二阶环的暂态过程有过冲现象,过冲量的大小与值有关。越小,过冲量越大,环路相对稳定性越差。(4)暂态过程是逐步衰减的,至于衰减到多少才认为暂态过程结束,完全取决于如何选择暂态结束的标准。图625 理想二阶环对输入频率阶跃的相位误差响应曲线图625 理想二阶环对输入频率阶跃的相位误差响应曲线 (4)暂态过程是逐步衰减的,至于衰减到多少才认为暂态过程结束,完全取决于如何选择暂态结束的标准。稳态相位误差是用来描述环路最终能否跟踪输入信号的相位变化及跟踪精度与环路参数之间的关系。求解稳态相差e()的方法有两种:(1)由前面求出的e(t),令t即可求出()li

25、m()()lim()eeteestst (2)利用拉氏变换的终值定理,直接从e(s)求出（657）表 63 由此可见 (1)同环路对不同输入的跟踪能力不同,输入变化越快,跟踪性能越差,e()=意味着环路不能跟踪。(2)同一输入,采用不同环路滤波器的环路的跟踪性能不同。可见环路滤波器对改善环路跟踪性能的作用。(3)同是二阶环,对同一信号的跟踪能力与环路的“型”有关(即环内理想积分因子1/s的个数)。(4)理想二阶环(二阶型)跟踪频率斜升信号的稳态相位误差与扫瞄速率R成正比。图6-26 闭环幅频特性 2.频率响应 频率响应是决定锁相环对信号和噪声过滤性能好坏的重要特性,由此可以判断环路的稳定性,并

26、进行校正。采用RC积分滤波器,其传递函数如式(629)所示,则闭环传递函数为 222()2nnnH s(658)相应的幅频特性为22221()(1)(2)nnH(659)阻尼系数取不同值时画出的幅频特性曲线如图826所示,可见具有低通滤波特性。环路带宽BW0.7可令式(659)等于0.707后求得124220.71124422nBW(660)调节阻尼系数和自然谐振角频率n可以改变带宽,调节还可以改变曲线的形状。当=0.707时,曲线最平坦,相应的带宽为 1020.711()22ndK KBW(661)6.3.5 锁相环路的应用 由以上的讨论已知,锁相环路具有以下几个重要特性:(1)环路锁定后,

27、没有剩余频差。压控振荡器的输出频率严格等于输入信号的频率。(2)跟踪特性。环路锁定后,当输入信号频率i稍有变化时,VCO的频率立即发生相应的变化,最终使VCO输入频率r=i。(3)滤波特性。锁相环通过环路滤波器的作用,具有窄带滤波特性,能够将混进输入信号中的噪声和杂散干扰滤除。(4)易于集成化。组成环路的基本部件都易于采用模拟集成电路。环路实现数字化后,更易于采用数字集成电路。下面介绍锁相环的几种应用。1.锁相环路的调频与解调 用锁相环调频,能够得到中心频率高度稳定的调频信号,图627是这种方法的方框图。图627 锁相环路调频器方框图晶振鉴相低通滤波VCO调制信号调频波输出 调制跟踪锁相环本身

28、就是一个调频解调器。它利用锁相环路良好的调制跟踪特性,使锁相环路跟踪输入调频信号瞬时相位的变化,从而使VCO控制端获得解调输出。锁相环鉴频器的组成如图628所示。图628 锁相鉴频器 输出滤波器PD鉴频输出LFuc(t)ui(t)VCO 设输入的调频信号为 其调制信号为u(t)=Ucost,mf为调频指数。同时假设环路处于线性跟踪状态,且输入载频i等于VCO自由振荡频率0,则可得到调频波的瞬时相位为 现以VCO控制电压uc(t)作为解调输出,那么可先求出 环 路 的 输 出 相 位 2(t),再 根 据 V C O 控 制 特 性2(t)=K0uc(t)/p,不难求得解调输出信号uc(t)。(

29、)sin(sin)iiifu tUtmt（662）1()sinftmt（663）设锁相环路的闭环频率响应为H(j),则输出相位为2()()cos()ftmH jtH j(664)因而解调输出电压为2001()1()()cos()()cos()fcdtutmH jtH jKdtKU H jtH j (665)式中,m为调频信号的最大频偏。对于设计良好的调制跟踪锁相环,在调制频率范围内H(j)1,相移H(j)也很小。因此,uc(t)确是良好的调频解调输出。各种通用锁相环集成电路都可以构成调频解调器。图629为用NE562集成锁相环构成的调频解调器。001mcfUmKK 图629 NE562调频解调

30、器NE56216115Cx1413CxRxRx12CcCc11109Cp1.5 k解调输出1 k1 kCc1 k0.1 FCb0.1 FEc0.1 FCb23456781 kCT12 k量程控制VCO输出 2.同步检波器 如果锁相环路的输入电压是调幅波,只有幅度变化而无相位变化,则由于锁相环路只能跟踪输入信号的相位变化,所以环路输出得不到原调制信号,而只能得到等幅波。用锁相环对调幅信号进行解调,实际上是利用锁相环路提供一个稳定度高的载波信号电压,与调频波在非线性器件中乘积检波,输出的就是原调制信号。AM信号频谱中,除包含调制信号的边带外,还含有较强的载波分量,使用载波跟踪环可将载波分量提取出来

31、,再经90移相,可用作同步检波器的相干载波。这种同步检波器如图630所示。图630 AM信号同步检波器 uo(t)PDVCOLF90uos(t)输出滤波器AM信号解调输出同频检波 设输入信号为()(1cos)cosfiiutUmtt(666)输入信号中载波分量为Uicosit,用载波跟踪环提取后输出为uo(t)=Uocos(it+0),经90移相后,得到相干载波0()sin()oiu tUt 将ur(t)与ui(t)相乘,滤除2i分量,得到的输出信号就是恢复出来的调制信号。锁相环路除了以上的应用外,还可广泛地应用于电视机彩色副载波提取,调频立体声解码、电机转速控制、微波频率源、锁相接收机、移相

32、器、位同步、以及各种调制方式的调制器和解调器、频率合成器等。6.4 频率合成器频率合成器 6.4.1 频率合成器及其技术指标 1频率范围 频率范围是指频率合成器输出的最低频率fomin和最高频率fomax之间的变化范围,也可用覆盖系数k=fomax/fomin表示（k又称之为波段系数）。如果覆盖系数k23时,整个频段可以划分为几个分波段。在频率合成器中,分波段的覆盖系数一般取决于压控振荡器的特性。2频率间隔（频率分辨率）频率合成器的输出是不连续的。两个相邻频率之间的最小间隔,就是频率间隔。频率间隔又称为频率分辨率。不同用途的频率合成器,对频率间隔的要求是不相同的。对短波单边带通信来说,现在多取

33、频率间隔为100Hz,有的甚至取10Hz、1Hz乃至0.1Hz。对超短波通信来说,频率间隔多取50kHz、25kHz等。在一些测量仪器中,其频率间隔可达兆赫兹量级。3频率转换时间 频率转换时间是指频率合成器从某一个频率转换到另一个频率,并达到稳定所需要的时间。它与采用的频率合成方法有密切的关系。4准确度与频率稳定度 频率准确度是指频率合成器工作频率偏离规定频率的数值,即频率误差。而频率稳定度是指在规定的时间间隔内,频率合成器频率偏离规定频率相对变化的大小。5频谱纯度 影响频率合成器频谱纯度的因素主要有两个,一是相位噪声,二是寄生干扰。相位噪声是瞬间频率稳定度的频域表示,在频谱上呈现为主谱两边的

34、连续噪声,如图8-31所示。图631 频率合成器的频谱 020406080相对幅度/dB相噪寄生ff02f03f0主谱谐波(a)(b)22.84013 kHz6.27 dB 6.4.2 频率合成器的类型 频率合成器可分为直接式频率合成器,间接式（或锁相）频率合成器和直接式数字频率合成器。1直接式频率合成器（DS）直接式频率合成器是最先出现的一种合成器类型的频率信号源。这种频率合成器原理简单,易于实现。其合成方法大致可分为两种基本类型:一种是所谓非相关合成方法;另一种称为相关合成方法。2间接式频率合成器（IS）间接式频率合成器又称为锁相频率合成器。锁相频率合成器是目前应用最广的频率合成器,也是本

35、节主要介绍的内容。直接式频率合成器中所固有的那些缺点,如体积大、成本高、输出端出现寄生频率等,在锁相频率合成器中就大大减少了。基本的锁相频率合成器如图632所示。当锁相环锁定后,相位检波器两输入端的频率是相同的,即ddff(667)图632 基本锁相频率合成器 fr环路滤波器LF压控振荡器(VCO)VBfoVC相位检波器(PD)Nfdf0 Nfr VCO输出频率fo经N分频得到odffN(668)所以输出频率是参考频率fr的整数倍,即ofNf(669)转换时间取决于锁相环的非线性性能,精确的表达式目前还难以导出,工程上常用的经验公式为 转换时间大约等于25个参考频率的周期。分辨率与转换时间成反

36、比。例如fr=10Hz,则fs=2.5s,这显然难以满足系统的要求。25stf(670）固定分频器的工作频率明显高于可变分频比,超高速器件的上限频率可达千兆赫兹以上。若在可变分频器之前串接一固定分频器的前置分频器,则可大大提高VCO的工作频率,如图633所示。前置分频器的分频比为M,则可得()ofN Mf（6 71）图633 有前置分频器的锁相频率合成器 frLFfoNVCOM前置分频器 图634 下变锁相频率合成器 相位检波器fr低通滤波器VCOfdN低通滤波器fo ILfLfo 混频后用低通滤波器取出差频分量,分频器输出频率为00LdLffffNffNf（672）（673）因此 3直接数字

37、式频率合成器（DDS）直接数字式频率合成器是近年来发展非常迅速的一种器件,它采用全数字技术,具有分辨率高、频率转换时间短、相位噪声低等特点,并具有很强的调制功能和其它功能。当最低有效位为1加到相位累加器时,产生最低的频率,在时钟fc的作用下,经过了N位累加器的2N个状态,输出频率为fc/2N。加任意的M值到累加器,则DDS的输出频率为2ocNMff（674）图635 DDS的组成框图 相位累加器NCOROMDACLF频率控制字Kfc DDS有如下特点:（1）频率转换时间短,可达毫微秒级,这主要取决于累加器中数字电路的门延迟时间;（2）分辨率高,可达到毫赫兹级,这取决于累加器的字长N和参考时钟f

38、c。（3）频率变换时相位连续;（4）有非常小的相位噪声。（5）输出频带宽,一般其输出频率约为fc的40以内;（6）具有很强的调制功能。在PLL频率合成器中,设计时要考虑的因素有:（1）频率分辨率及频率步长;（2）建立时间;（3）调谐范围（带宽）;（4）相位噪声和杂散（谱纯度）;（5）成本、复杂度和功能。在DDS频率合成器中,设计时要考虑的因素有:（1）时钟频率（带宽）;（2）杂散（谱纯度）;（3）成本、复杂度和功能。DDS的杂散主要是由DAC的误差和离散抽样值的量化近视引起的,改善DDS杂散的方法有:（1）增加DAC的位数,DAC的位数增加一位,杂散电平降低6dB;（2）增加有效相位数,每增加

39、一位,杂散电平降低8dB;（3）设计性能良好的滤波器。DDS和PLL这两种频率合成方式不同,各有其独有的特点,不能相互代替,但可以相互补充。将这两种技术相结合,可以达到单一技术难以达到的结果。图636是DDS驱动PLL频率合成器,这种频率合成器由DDS产生分辨率高的低频信号,将DDS的输出送入一倍频混频PLL,其输出频率为oLDDSffNf（675）其输出频率范围是DDS输出频率的N倍,因而输出带宽,分辨率高,可达1Hz以下。这种频率合成器取决于DDS的分辨率和PLL的倍频次数。其转换时间快,是由于PLL是固定的倍频环,环路带宽可以较大,因而建立时间就快,可达微秒级;N不大时,相位噪声和杂散都

40、可以较低。图636 DDS驱动PLL频率合成器DDS晶 体振荡器鉴相器环 路滤波器VCON 图637是AD公司生产的DDS芯片AD7008,其时钟频率有20MHz和50MHz两种,相位累加器长度N=32。它不仅可以用于频率合成,而且具有很强的调制功能,可以完成各种数字和模拟调制功能,如AM、PM、FM、ASK、PSK、FSK、MSK、QPSK、QAM等调制方式。图637 AD7008框图 FREQ0REGFREQ1REGMUX3232323212PHASE REG1212SIN COSROMSINCOS101010101010-BIT DACFULLSCALEADJUSTCOMPIOUTIOU

41、TIQMOD9:01032-BIT SERIAL REGISTER32-BIT PARALLEL REGISTERCOMMAND REGSCLKSDATAFSELECTCLOCKVAAGND10IQMOD19：10MPU INTERFACED0D15WR CSTRANSFER LOGICTC0TC3LOADTEST RESETSLEEPAD7008ACOUMULATORFS ADJUSTVREF 6.4.3 锁相频率合成器 1单环锁相频率合成器 基本的单环锁相频率合成器的构成如图632所示。环中的N分频器采用可编程的程序分频器,合成器输出频率为 式中fr为参考频率,通常是用高稳定度的晶体振荡器

42、产生,经过固定分频比的参考分频之后获得的。这种合成器的分辨率为fr。vfNf（676）设鉴相器的增益为Kd,环路滤波器的传递函数为 F（s）,压控振荡器的增益系数为K0,则可得单环锁相频率合成器的线性相位模型,如图838所示。图中,2211()()()()()()()dedssNsssssN(677)(678)图638 单环频率合成器线性相位模型2(s)e(s)KdsK02(s)F(s)d(s)N 由输出相位2（s）和输入相位1（s）可得闭环传递函数是0201()()()()()()()1ddK K F ssKF ssH sNK K F sssKF ss(679)式中K=KdK0/N。因为相位

43、是频率的时间积分,故同样的传递函数也可说明输入频率（即参考频率）fr（s）和输出频率fv（s）之间的关系。误差传递函数201()1()()()()1edsssHsK K F sssKF sN（680）将式（679）和式（680）与式（648）和式（649）相比较,单环锁相频率合成器的传递函数与线性锁相环的传递函数有如下关系:()()()()eH sNH sHsH s(681)图639（a）是通用型单片集成锁相环L562（NE562）和国产T216可编程除10分频器构成的单环锁相环频率合成器,它可完成10以内的锁相倍频,即可得到110倍的输入信号频率输出,图639（b）为L562的内部结构图。图

44、639 L562的内部结构（a）L562频率合成器；（b）L562内部框图 121115516 16 14CrCxE0.0113L562289340.1Cc0.1参考输入CB1 k0.10.1CcT216(N)E10.1C010 kVCO输出12 kPD12111#2#152#信号输入反馈2输入 1#34VCO 1#输出 2#E1614A3A1VCO1310Cr56偏 压参考源限幅器78A2去加重环路滤波器LF9解调输出 E或地(a)(b)1 k1.5 k1 2变模分频锁相频率合成器 在基本的单环锁相频率合成器中,VCO的输出频率是直接加到可编程分频器上的。目前可编程分频器还不能工作到很高的频

45、率上,这就限制了这种合成器的应用。加前置分频器后固然能提高合成器的工作频率,但这是以降低频率分辨率为代价的。图640为采用双模分频器的锁相频率合成器的组成框图。图640 双模分频锁相频率合成器 晶振参考分频f1PDN1N2双模分频V/(V1)LFVCOfv频率合成器集成电路模式控制 模分频器有两个分频模数,当模式控制为高电平时分频模数为V1,当模式控制为低电平时分频模式为V。双模分频器的输出同时驱动两个可编程分频器,它们分别预置在N1和N2,并进行减法计数。在一个完整的周期中,输入的周期数为 2121212(1)()10NVNNN VV NNNNN假若V10,则(682)(683)6.4.4

46、集成锁相环频率合成器 集成锁相频率合成器是一种专用锁相电路。它是发展很快、采用新工艺多的专用集成电路。它将参考分频器、参考振荡器、数字鉴相器、各种逻辑控制电路等部件集成在一个或几个单元中,以构成集成频率合成器的电路系统。1MC1451461 MC1451461是一块20脚陶瓷或塑料封装的,由四位总线输入、锁存器选通和地址线编程的大规模单片集成锁相双模频率合成器,图641给出了它的方框图。图641 MC1451461方框 78OSCinOSCout12位R计数器2D0D1D2120101110912A2A1A0ST锁存器控制电路锁存器LL2L3L4L5 L6 L710位N计数器fin37位A计数

47、器L0L1锁定检测PDAPDB13515161718fRLDPDoutfvVR控制逻辑Mod14VDD:端6VSS:端4D3表64 MC145146-1地址码与锁存器的选通关系 ST（12端）:数据选通控制端,当ST是高电平时,可以输入D0D3输入端的信息,ST是低电平时,则锁存这些信息。PDout（5端）:鉴相器的三态单端输出。当频率fvfr或fv相位超前时,PDout输出负脉冲;当相位滞后时,输出正脉冲;当fvfr且同相位时,输出端为高阻抗状态。LD（13端）:锁定检测器信号输出端。当环路锁定时（fv与fr同频同相）,输出高电平,失锁时输出低电平。V、R(16、17端):鉴相器的双端输出。

48、可以在外部组合成环路误差信号,与单端输出PDout作用相同,可按需要选用。图642是一个微机控制的UHF移动电话信道的频率合成器,工作频率为450MHz。图642 采用MC1451461的UHF移动无线电话频率合成器 MC1451461OSCoutfR818fV15LD19失锁控制信号用于外部鉴相器(供选用)OSCin参考振荡器(或片内振荡器)76VDD4VSSPDoutVRModfinD3D2D1D0A2A1A0ST1920121110912到公用控制总线51716143两种鉴相器误差信号供选择LFMC10154双F/FMC 120118/9VCO接收机本振443.325443.950 MH

49、z(25 kHz 步进)发射机调制与16.7 MHz频偏发射机信号459.025459.650 MHz(25 kHz 步进)控制器的片选信号64/65 或128/129 图643给出了一个800MHz蜂窝状无线电系统用的666个信道、微机控制的移动无线电话频率合成器。接收机第一中频是45MHz,第二中频是11.7MHz,具有双工功能,收发频差45MHz。参考频率fr7.5kHz,参考分频比R1480。环路总分频比NT32*NA2750128188,N=859880,A=031,锁相环VCO输出频率fvNTfr206.2575211.410MHz。MC145145-1与MC145146-1结构类

50、似,不同点在于MC145145-1是单模锁相频率合成器,其可编程N计数器为14位,则N=316388。图643 采用MC1451461的800MHz移动无线电话频率合成器 MC1451461OSCoutfR818fV15LD13锁定检测信号用于外部鉴相器(供选用)OSCin参考振荡器(或片内振荡器)76VDD4VSSPDoutVRModfinD3D2D1D0A2A1A0ST1920121110912到公用控制总线51716143鉴相器误差信号供选择LFMC10154MC120118/9VCO控制器的选信号32/3311.100 MHz3接收机第二本振33.300 MHz4接收机第一中频825.