1、第三章第三章 电磁干扰（电磁干扰（EMIEMI）噪声）噪声诊断技术诊断技术3 31 1 传导性电磁干扰噪声诊断技术传导性电磁干扰噪声诊断技术3 32 2传导性传导性EMIEMI噪声智能处理系统噪声智能处理系统3 33 3电磁干扰电磁干扰EMIEMI滤波技术滤波技术3 31 1 传导性电磁干扰噪声诊断技术传导性电磁干扰噪声诊断技术CM与DM噪声定义：电源线电磁干扰分为两类，共模干扰信号与差模干扰信号(如图3-1所示)。其中把相线(L)与地(E)、中线（N)与地(E)间存在的干扰信号称之为共模(Common Mode)干扰信号，即图3-1中的电压UNE和ULE。对L,N线而言，共模干扰信号可视为在
2、L线和N线上传输的电位相等，相位相同的噪音信号。把L与N之间存在的干扰信号称作差模(Differential Mode)干扰信号，即图3-1中的电压ULN，也可把它视为在L和N线上有180o相位差的共模干扰信号。对任何电源系统内的传导干扰信号，都可用共模和差模干扰信号来表示。并且可把L-E和N-E上的共模干扰信号，L-N上的差模干扰信号看作独立的干扰源，把L-E,N-E和L-N看作独立网络端口，以便分析和处理干扰信号和有关的滤波网络。图3-1 电源线上的共模与差模干扰信号 311 传导性电磁干扰噪声诊断原理传导性电磁干扰噪声诊断原理 一、传导性电磁干扰（一、传导性电磁干扰（EMI）噪声的模态分
3、离方法）噪声的模态分离方法目前国际上规定的传导性电磁干扰测量设备是线阻抗稳定网络LISN（line impedance stabilization network，简称LISN），原理如图3-2，其核心是通过电感、电容和标准50阻抗构成的测试网络，作为获得被测设备EUT所产生的传导干扰信号的接受器。线性阻抗稳定网络LISN（line impedance stabilization network）是用来测量电子器件产生的传导性电磁干扰的标准网络，该网络可以有效屏蔽来自外部电网的高频干扰或阻止负载产生的高频干扰通过电源插座传入外部电网，同时又不影响负载正常工作下所提供的工频电流（power li
4、ne frequency,如国内50Hz电流），所以理论上可以有效获得噪声源产生的传导干扰信号。被测设备产生的干扰电流包括两种干扰模态：差摸电流从火线流出到零线，共摸电流经过火线和零线到地线。因此，火线和零线中的差模信号的幅值相同，相位相反，而共模信号是幅值和相位都相同。在总的传导性电磁干扰信号中，共模和差模是我们设计电力滤波器的基本依据，他们来自不同的噪音源，必须被分别抑制，然而线性阻抗稳定网络只能测量电源线上总的传导性电磁干扰，并不能测出传导性电磁干扰中的共模和差模成分。所以传统的LISN已不能满足要求。在图3-2中，噪声源即或被测设备EUT为一个典型单相开关电源（SMPS），LISN中的
5、50表示测试仪器如频谱分析仪的标准阻抗，所有噪声分量由50电阻上得到。另外“”L”、“N”、“E”分别表示相线、中线和地线，I CM 和 I DM 则表示共模电流和差模电流，可见共模电流是由“线”对“地”产生的共模电位引起，其幅值相同且方向相同；而差模电流是由“线”与“线”之间的电位差引起，其幅值相同但方向相反。图3-2 用于传导性电磁干扰测量设备LISN原理 二、传导性电磁干扰（二、传导性电磁干扰（EMI）噪声的模态分离方法分类）噪声的模态分离方法分类1、基于器件的模态硬分离方法传导性EMI噪声模态信号的硬分离方法目前主要采用射频变压器和0度或180度combiner两种方法。图3-3 Pa
6、ul 分离网络此后新加坡的See又设计出另一种识别网络，既可以同时提供具有CM/DM 抑制能力的信号分离电路，同时在电路中也避免了采用机械开关所带来的不利影响。See分离网络如图3-4所示，两个宽带射频变压器相连且副边线圈带中心抽头，两个输出端与EMI干扰接收机输入端相连，分别满足“相线”和“中线”上的混合模态信号的矢量“相加”、“相减”功能，于是共模和差模传导发射信号彼此分离并可以直接在EMI接收机上测量得到。此处用两个变比为2:1，且二次线圈有中间抽头的变压器来实现这种加减功能，它不需使用机械开关。为了使该网络的输入阻抗Rin与LISN网络50的阻抗相匹配，Rin应当为50，所以R1与R2
7、的值应当分别为100。如图所示，VCM=(VL+VN)/4，VDM=(VL-VN)/4；与上面所讲的VCM=(VL+VN)/2，VDM=(VL-VN)/2 差了0.5倍。但是考虑到20lg0.5很小，这个影响可以忽略。图3-4 See 分离网络更进一步，法国Mardiguaian给出了一种更简单的分离网络如图3-5所示，仅使用一个变比为2:1的带中间抽头的变压器就实现了加减的功能。图3-5 Mardiguian 分离网络与变压器方案不同的是，其后美国Guo又提出了采用0度/180度combiner取代变压器作分离网络如图3-6所示，分别用0度和180度的combiner实现CM和DM的模态分离
8、和输出。功率混合器(power combiner)在物理结构上同功率分相器(power splitter)一样但逆向使用，功率分相器通常作为射频器件，可以将输入信号分解成两个幅度相等、相位确定的信号输出，当反向使用时就变成了一个功率混合器。虽然功率混合器在制造过程中类似一个宽带变压器，但其可以在10K-30 MHz范围内维持更高的精度。此外，功率混合器还可以在测量中提供恰当的输入阻抗以实现阻抗匹配，减小反射损耗。尽管采用功率混合器可以使干扰模态信号的分离性能得到很大改善，尤其在高频条件下更是如此，但其制造成本却增加不少，功率混合器通常价格昂贵，所以影响其推广使用。由公式：VCM=(VPhase
9、+VNeutral)(3-5)VDM=(VPhase-VNeutral)(3-6)可见，无论分离网络以何种硬件形式实现，其原理均为实现火线和相线上噪声电压的相加和相减功能。图3-6 Guo 分离网络 2、基于算法的模态软分离方法另一方面与硬分离技术相比，借助数值计算功能来实现模态信号软分离的技术近来亦有报道。台湾的Lo提出将通过单模态硬件分离网络输出的CM或DM信号再输入到计算机中，然后根据LISN检测到的实际线上干扰信号和前置单模分离网络得到的单模信号通过组合计算，最终得到另一个模态干扰信号，系统结构如图3-7所示。虽然该方法实现了软分离，但事实上由于算法中需要事先知道其中一个单模信号作为输
10、入量，因此仍需要使用单模硬件分离网络做支撑(如图3-7)，所以这只能称为半模态软分离技术(semi software-based mode separation network)而并非完整的软分离方法。此外由于存在检测相位不确定因素，因此还有一定的计算误差。但总体上该方法已经使干扰信号分离功能得到加强，并使后续的传导性EMI智能化处理成为可能。PCCMCMDMLNLISNGEquipment under testNoise separatorSpectrum analyserEquipment under test待测试设备 Noise separator噪声分离器Spectrum analy
11、zer频谱分析仪 PC电脑终端图3-7 Lo 分离网络 三、传导性电磁干扰噪声诊断特性分析三、传导性电磁干扰噪声诊断特性分析实验装置方案1如图3-8所示图3-8 实验装置方案1示意图分离网络CM/DM输出端接HP 8753C网络分析仪，输入端通过0度/180度功率分配器接HP 85047A 扫频信号源(10K30M),DM/CM输出端接50 ohm terminator。实验装置方案2如图3-9所示图3-9 实验装置方案2示意图在低频段，我们使用SP1641B型函数信号发生器，它的频率范围为13MHz；在高频段，我们使用SG-4162AD,它的频率范围为100KHz150MHz。在网络性能测试
12、中所需的频率范围为10KHz30MHz。0/180度splitter用以取得所需的共模或差模输入信号，虚拟仪器DSO-2902具有双通道数据采集功能，可用于采集、测试、分析和输出测量数据，以代替频谱分析仪及TG扫频源，该方案大幅降低了测试成本，但测量精度有所下降。为了对分离网络的特性进行研究，在这里定义一些参数，分别是共模插损（CMIL）、差模插损（DMIL）、共模抑制比（CMRR）和差模抑制比（DMRR）。（insertion loss,简称IL；rejection ration，简称RR）定义函数：S21=20log(V2/V1)(dB)CMIL/DMIL：当V2与V1为同一模态的电压时，
13、S21的值就为插入损耗。当输入电压V1和输出电压V2同为共模电压时，S21为共模差损；当输入电压V1和输出电压V2同为差模电压时，S21为差模差损。CMRR/DMRR：当V2与V1为不同模态的电压时，S21的值就为抑制比。当V1为共模电压，V2为差模电压时，S21为共模抑制比；当V1为差模电压，V2为共模电压时，S21为差模抑制比。（一）差模抑制比（一）差模抑制比（DMRR）将差模DM信号作为输入信号，测量网络输出端的共模信号CM。理想情况下这种抑制比应当是无穷大。当然，测量结果通常因为噪声而呈现出不是理想的结果。（二）共模抑制比（二）共模抑制比（CMRR）将共模信号作为输入信号CM，测量网络
14、输出端的差模信号DM。理想情况下这种抑制比应当是负无穷大。（三）共模插入损耗（三）共模插入损耗（CMIL）将共模信号作为输入信号CM，测量网络输出端的共模信号CM。理想情况下这种抑制比应当是0。（四）差模插入损耗（四）差模插入损耗（DMIL）将差模信号DM作为输入信号，测量网络输出端的差模信号DM。理想情况下这种抑制比应当是0。这里的目的是通过这四种分离网络的建立，并进行测试，找到一种性能最优的网络，以便我们日后对噪声信号的诊断和滤波器的设计。、元器件的测试、元器件的测试在对分离网络进行测试之前，我们必须对所用到的元器件进行测试，这样在对四种网络的特性进行分析时，就可以排除元器件的干扰，而单纯
15、是网络本身的问题。在这里，以0度spliter5号端差损测试为例来说明测试中出现的问题，以及如何解决这些问题。（1）测试线路：图3-10 电缆长为1m时0度splitter 5号端差损测试线路（3）性能特性曲线：图3-11 电缆长为1m时0度splitter 5号端差损特性曲线（4）结果分析：由测量数据和性能曲线可以看出：在f=10MHz以上时，0度splitter5号端插入损耗特性由2.7661逐渐减小，但是在f在15-21MHz之间插损为正值，最大值可达8.5655dB（f=18M），20M后又开始衰减，在24M以后，插损为负值，最大值可达-9.4067。可以看出，0度splitter5号
16、端插入损耗特性很差，出现了正值的情况，而且插损值非常大，与技术要求距离非常远。如进行平衡度实验，此时随频率的增大有移相现象出现，最后可移相至反相。（5）问题分析及改进：对测试结果进行分析，问题出现在从信号发生源到DS02902这一段线路中，起码有以下问题：（一）线缆长度问题及解决（一）线缆长度问题及解决由电场理论知，在导体及传输线上有分布电阻及分布电感，导线间存在分布电容。在低频时，或者说当波长远大于线长时，这些分布参数对线上传输的电流、电压的影响很小。当频率很高，线长可以和波长相比较时，线上的分布参数对电流、电压的影响很大，此时就需用分布参数理论来研究。由于=C/f；C=3.0*108m，f
17、最大取到30MHz,所以为10m，/4 就为2.5m。虽然电缆长度取1m小于/4，但在测量时连接系统的总的线缆长度会大于/4，于是我们将线缆长度改为0.25米，测得插损大为减小，且不再出现移相故障。验证：验证：以T型头的插损为例，说明线缆长度对测试的影响：图3-12 T形头插入损耗的测试图3-13 线缆长为1M和25CM时T形头的插损对照曲线图（二）测量线路问题及解决（二）测量线路问题及解决1.测量插入损耗时，从信号发生器到达DSO2902，一个通道是一根电缆，另一个通道是两根电缆，不匹配。2.同时在测量一个输出端和输入之间的插入损耗时，另一个输出端没有接50的匹配阻抗，部分能量通过5或6号端
18、口往外界泄漏，影响了测试结果，使得测量结果不精确。而加50匹配阻抗时，这部分能量就通过此电阻往内部反射，减少了能量的损失。因此要在测试时注意电缆匹配和阻抗匹配的问题。（三）连接导线的屏蔽问题及解决（三）连接导线的屏蔽问题及解决将线缆长度减小后，在测量0度和180度分相器的插损时虽然没有再出现移相问题，插损相对减小，但是仍然比较大，波形也很不稳定，其中0度分相器为-93dB，180度分相器为-53dB，与产品介绍给定的值1.0dB和0.5dB相距太远，不能满足我们的要求。我们先对BNC接口的插损进行测试，得BNC插损的最大值为0.5dB左右，与上面测得的0度和180度分相器的插损-9dB相比几乎
19、可以忽略。于是我们推断问题可能出在导线上。由于整个实验系统都须通过BNC接口相连，所以分相器必须通过引出导线接BNC接口才能接入系统中。下面是我们对25厘米普通导线和2.5厘米屏蔽导线所做的插损测试：验证：验证：我们在A1端直接用两根电缆相连，A2端也用两根电缆相连，但中间多了一根导线，导线两端接了两个BNC接口。在测试后发现黄色漆包线的差损较大，因此考虑使用屏蔽线。以下是两种导线的差损测试对比。（1）测试线路：DSO2902波形分析仪T形头计算机VinA1A2SGL1L1L2L2导线图3-14 黄色漆包线和屏蔽线插损测试接线图（3）特性曲线：图3-15 0.25米普通导线和2.5厘米屏蔽导线
20、的插损对照曲线图（上：普通导线，下：屏蔽导线）由于BNC接口的插损很小，根据上面两张表格的数据可见，2.5厘米屏蔽导线的插损比25厘米普通导线的插损明显的小。同时在测试中发现，使用屏蔽导线时，波形非常的稳定。那么问题就是我们使用的普通导线在高频时不能满足我们的特性要求。自此将连接导线全部改成屏蔽导线。一、一、T形头插入损耗的测试形头插入损耗的测试1、测试线路图 除DSO2902与计算机之间的连接外，各部分电路之间用电缆相连。图3-16 T形头插入损耗的测试3、性能特性曲线如下所示：图3-17 T形头插入损耗的曲线图可见，T形头有时会呈放大特性。按理论上说，T形头应当是衰减的，但在高频时，导体的
21、电感和电容将不可忽略，此时电抗值将随频率而变化。根据传输线特性，对于长度与频率所对应的/4可以比拟（或大于）的导体，其特性阻抗为。其端接阻抗应等于该导体的特性阻抗，实际上这是不大可能的。因此，在其终端会出现反射，电路中任一点的电压是由正向的电压U+和负向的电压U-叠加而成的，这就是驻波，驻波会出现波峰和波谷，当测量的电压正好位于波峰时，就会得到我们所发现的输出电压大于输入电压的情况。该T形头插入损耗特性已较为理想。二、二、BNC插入损耗的测试插入损耗的测试1、测试方法如下：A1一路信号直接由两根0.25M长的电缆连接；A2一路也由两根0.25M长的电缆连接，但中间接有两个BNC接口。DSO29
22、02波形分析仪T形头计算机VinA2A1SGL1L1L2L22*BNC图3-18 BNC插入损耗的测试 3、特性曲线如下所示：BNC的插损最大为0.4573dB，且是在频率为18MHz处。从实验的角度看，这个插损是允许的，至于发生在18MHz处的正值，这可能与线缆的阻抗分布有关。图3-19 BNC插入损耗的曲线图三、线缆插入损耗的测试三、线缆插入损耗的测试1、测试方法如下：A1端用一根两端都为公口的线缆，A2端用两根线缆，其中一根为两端都为公口，另一根为一公一母接口DSO2902波形分析仪T形头计算机VinA2A1SGL1L1L2图3-20 线缆插入损耗的测试3、特性曲线如下所示：根据线缆插损
23、的测试可见，其插损最大值可达2.5dB左右，若测量线路两端线缆长度不等，那么对测量结果可能会产生较大的影响。但在以后的测试中，我们可以使测试信号两边的线缆长度相等，人为的进行补偿，所以线缆的插损问题已得到解决。图3-21 线缆插入损耗的曲线图四、四、2.5厘米长屏蔽导线插入损耗的测试厘米长屏蔽导线插入损耗的测试1、测试方法如下：我们在A1端直接用两根电缆相连，A2段也用两根电缆相连，但中间多了一根2.5cm长的导线，导线两端接了两个BNC接口。DSO2902波形分析仪T形头计算机VinA2A1SGL1L1L2L2导线图3-22 屏蔽导线插入损耗的测试图3、特性曲线如下所示：可见，2.5厘米长的
24、黑色屏蔽导线最大插损可在1.42dB左右，对测试结果可能会造成一定影响，这在以后的测试中是一个值得注意的问题。图3-23 导线插入损耗的曲线图五、五、0度度splitter插入损耗的测试插入损耗的测试0度分相器可适用的频率范围为0.04100MHz，在低频、中频、高频的插损分别为0.6dB,0.9dB,1.0dB。它的1号端为输入端，5、6端为输出端。1、0度splitter 5号端插入损耗的测试（1）测试线路图图3-24 0度splitter5号端插入损耗的测试（3）性能特性曲线如下所示：图3-25 0度splitter5号端插入损耗的测试曲线2、0度splitter 6号端插入损耗的测试（
25、略）根据0度splitter插损的测试结果可知，它的最大插损为1.9dB左右，而技术规范给定的值为1.0dB。原因分析如下：我们在进行0度splitter的插损测试时，其实还包括了两个BNC接口和两段2.5厘米长的黑色屏蔽导线的插损，虽然插损不是线性叠加的，但势必会对测试结果产生影响。此外，由于测试频段较高，线缆间还有阻抗耦合问题，这些都会对测试产生影响。六、以类似的方法分别测试六、以类似的方法分别测试180 度度splitter，变比，变比1：1及变比及变比2：1，副边带中心抽头的射频变压器的插入损耗特性。直到其特性能够满足副边带中心抽头的射频变压器的插入损耗特性。直到其特性能够满足系统测试
26、要求。系统测试要求。七、七、T形头平衡度测试形头平衡度测试测试电路图如下所示，除DSO2902与计算机之间的连接外，各部分电路之间用电缆相连。图3-26 T形头平衡度测试图以下得到的分别是1MHz,10MHz,20MHz,30MHz时的时域和频域波形,其中正弦波形为时域波形，下面的两幅分别为A1和A2通道的频域波形：1M10MA1、A2的时域波形 A1、A2的时域波形A1的频谱 A1的频谱 A2的频谱 A2的频谱 20M30MA1、A2的时域波形 A1、A2的时域波形 A1的频谱 A1的频谱 A2的频谱 A2的频谱 图3-27 T形头平衡度比较图从下面的波形和测量数据可以看到，从下面的波形和测
27、量数据可以看到，T形头的两路波形相位基本保持一致，形头的两路波形相位基本保持一致，幅值的衰减和放大保持在幅值的衰减和放大保持在0.1dB范围内，频率漂移基本保持在范围内，频率漂移基本保持在0.07MHz范范围内。可见，围内。可见，T形头的平衡度比较理想，对以后的测试不会造成很大影响。形头的平衡度比较理想，对以后的测试不会造成很大影响。八、同样方法测试八、同样方法测试0度度splitter、180度度splitter平衡度平衡度结论：0度splitter的两路波形相位基本保持一致，幅值的衰减和放大基本保持在0.1dB范围内，频率漂移在0.2MHz范围内。0度splitter平衡度比较理想，对以后
28、的测试不会造成很大影响。180度splitter的两路波形相位基本保持一致，幅值的衰减和放大基本保持在小范围内，频率漂移在0.2MHz范围内。同样，180度splitter平衡度也比较理想，对以后的测试不会造成很大影响。、分离网络特性的测试、分离网络特性的测试1、测试线路图图3-28 分离网络测试线路2、性能特性曲线图3-29 差模插入损耗 图3-30 共模插入损耗 图3-31 差模抑制比 图3-32 共模抑制比3、实验结果分析图3-31显示了四种分离网络的差模抑制比，可以看出：Guo网络DM 抑制能力最好，30MHz 时达40 dB，其他三种网络的DM 抑制能力比较低。Guo网络与其他三种网
29、络有2030 dB的差距。由图3-32可以看出四种网络的CM抑制能力，虽然四种网络的CM抑制能力相差不是很大，但是，Guo网络性能仍然比较好，当频率大于20 MHz 时，Guo网络DM 抑制能力开始下降，低于30dB。由图3-30可见，既种网络的都呈现出较小的CM插入损耗，其中Guo和Mardiguian的CM插入损耗最小。图3-29显示了几种网络的 DM 插入损耗，可见：DM 插入损耗几乎与CM 插入损耗相似，同样，Guo和Mardiguian的CM插入损耗最小，限于1 dB。基于以上测试结果，使用组合器的Guo网络性能最好，但是，它的成本比较高，相比而言，Mardiguian网络的性价比最
30、高。随着频率的增加，分离网络的插入损耗和抑制比性能都呈现下降的趋势，特别是抑制比。插入损耗的变化通常不是很大，Guo网络的插损较小，不超过1.5 dB；Paul网络的插损较大，可达5.2 dB。然而，从低频段到高频段，CMRR特性下降非常快，并且不同网络的特性有很大差别。Guo的网络CMRR特性最好，在f=1 MHz时最大可达65 dB，并且最小仍保持在30 dB左右。但对于其它网络来说，CMRR 特性在30 MHz时则会低于30 dB。一般就工程应用而言只有当在最高频率时的抑制特性仍保持在40dB时以上时，才能将共模(CM)和差模(DM)干扰信号有效分离并达到工程精度要求。可以得到这样的结论，由功率混合器组成的分离网络比基于变压器的分离网络识别特性要好些，因为它的杂散参数效应比较小，阻抗匹配特性比较好，这同样也与电路器件的布局有关。对于差模插入损耗和抑制比也可以得到同样的实验结果。
