1、电力电子技术多电平技术新3/47多重逆变电路和多电平逆变电路电压型逆变电路的输出电压是矩形波，电流型电压型逆变电路的输出电压是矩形波，电流型逆变电路的输出电流是矩形波，矩形波中含有逆变电路的输出电流是矩形波，矩形波中含有较多的谐波，对负载会产生不利影响。较多的谐波，对负载会产生不利影响。常常采用多重逆变电路把几个矩形波组合起来，常常采用多重逆变电路把几个矩形波组合起来，使之成为接近正弦波的波形。使之成为接近正弦波的波形。也可以改变电路结构，构成多电平逆变电路，也可以改变电路结构，构成多电平逆变电路，它能够输出较多的电平，从而使输出电压向正它能够输出较多的电平，从而使输出电压向正弦波靠近。弦波靠
2、近。4/47多重逆变电路二重单相电压型逆变电路二重单相电压型逆变电路 两个单相全桥逆变电路组成，输出通过变两个单相全桥逆变电路组成，输出通过变压器压器T1和和T2串联起来。串联起来。输出波形输出波形 两个单相的输出两个单相的输出u1和和u2是是180矩形波。矩形波。u1和和u2相位错开相位错开=60,其中的其中的3次谐波就次谐波就错开了错开了360=180，变压器串联合成后，变压器串联合成后，3次次谐波互相抵消，总输出电压中不含谐波互相抵消，总输出电压中不含3次谐波。次谐波。uo波形是波形是120矩形波，含矩形波，含6k1次谐波，次谐波，3k次谐波都被抵消。次谐波都被抵消。n由此得出的一些结论
3、由此得出的一些结论n 把若干个逆变电路的输出按一定的相位差把若干个逆变电路的输出按一定的相位差组合起来，使它们所含的某些主要谐波分量相组合起来，使它们所含的某些主要谐波分量相互抵消，就可以得到较为接近正弦波的波形。互抵消，就可以得到较为接近正弦波的波形。n 多重逆变电路有串联多重和并联多重两种多重逆变电路有串联多重和并联多重两种方式，电压型逆变电路多用串联多重方式，电方式，电压型逆变电路多用串联多重方式，电流型逆变电路多用并联多重方式。流型逆变电路多用并联多重方式。12060180tOtOtO三次谐波三次谐波u1u2uo目录目录 1 多电平变换器研究的背景及意义n2 多电平逆变器研究现状n 2
4、.1 二极管箝位型多电平逆变器n 2.2 飞跨电容型多电平逆变器n 2.3 级联型多电平逆变器n3 多电平调制策略n4 H桥级联型逆变器仿真1多电平变换器研究的背景及意义多电平变换器研究的背景及意义n 随着社会工农业生产规模的不断扩大，对能源的需求量也越来越大，对于现有的有限能源，如何合理利用，是各国政府关心的问题。我国政府制定的“十二五”规划，把节能减排定为规划纲要，以保证我国经济和社会的可持续发展。n 电动机作为工业、农业、市政等领域的主动力源，是能源消耗的大户，根据国家权威部门统计，我国的发电量有60%左右被电动机消耗，而其中的90%被交流电动机消耗。1多电平变换器研究的背景及意义多电平
5、变换器研究的背景及意义n 因此，对于交流电动机的变频调速研究，存在着巨大的节能空间。广泛应用的高压大功率风机、泵类的高压电机，由于传统的工作方式为电网电压直接驱动，存在电机转速不能根据实际工况进行有效地调节，造成了很大的电能损失。n 而高压变频技术正是能够解决这个问题的关键技术，但现有功率开关受耐压等级的制约，传统的两电平逆变器无法有效应用于高压多电平变换器研究的背景及意义多电平变换器研究的背景及意义变调速领域，即使是采用功率器件直接串联的两电平逆变器，也存在动、静均压问题，并且dv/dt较大，会产生难以处理的电磁干扰问题。为此，有学者提出一种多电平功率变换技术，旨在解决功率开关耐压不足与高压
6、大功率驱动之间的矛盾，并且可以有效减小dv/dt，降低输出电压的谐波含量，已成为高压大功率驱动场合的发展趋势。2 多电平逆变器研究现状多电平逆变器研究现状n 多电平逆变器作为一种新型的高压大功率逆变器从电路拓扑结构入手，在得到高质量的输出波形的同时，克服两电平电路的诸多缺点：无需输出变压器和动态均压电路，开关频率低,因而开关器件应力小，系统效率高,对电网污染少等。多电平逆变器研究现状多电平逆变器研究现状n 多电平逆变器的思想从提出至今，出现了很多拓扑，但归纳起来主要有三种：n(1)二极管箝位型逆变器n(2)飞跨电容型逆变器n(3)具有独立电源的级联型逆变器多电平逆变器研究现状多电平逆变器研究现
7、状n n 这三种结构具有共同的优点：n(1)电平数越高，输出电压谐波含量越低；n(2)器件开关频率低，开关损耗小；n(3)器件应力小，无需动态均压。二极管箝位型多电平逆变器二极管箝位型多电平逆变器n 1977年德国学者Holtz首次提出了利用开关管来辅助中点箝位的三电平逆变器主电路。n 1980年日本的A Nabae等人对其进行了发展，提出了二极管箝位式逆变电路。图图1为单相二极管箱位逆变电路，它为单相二极管箱位逆变电路，它具有具有2个电容，能输出个电容，能输出3电平的电压。电平的电压。n Bhagwat和Stefanovic在1983年进一步将三电平推广到多电平的结构。二极管箝位式多电平变换
8、电路的特点是采用多个二极管对相应的开关器件进行箝位，同时利用不同的开关组合输出所需的不同电平。n 对于N电平三相二极管箝位型电路，直流侧需N-1个电容，能输出N电平的相电压，线电压为(2N-1)电平。显然输出电平越多、其输出电压和输出电流的总谐波畸变率越小。(1)二极管箝位型逆变器也可以改变电路结构，构成多电平逆变电路，它能够输出较多的电平，从而使输出电压向正弦波靠近。广泛应用的高压大功率风机、泵类的高压电机，由于传统的工作方式为电网电压直接驱动，存在电机转速不能根据实际工况进行有效地调节，造成了很大的电能损失。当然，级联H桥型变流器也有不足之处，主要就是在需要提供有功功率的场合必须采用独立直
9、流电源。在图1中，通过两个串联的大电容C1和C2将直流母线电压分成三个电平，即，E/2，0和-E/2(以两个电容的中点定义为中性点)。但是对于输出Uan为0电平时，导通的开关既可以是S1，S1，又可以是S2，S2。飞跨电容型逆变器相对于二极管箱位型逆变器，具有以下优点：而采用载波相移的控制策略，其计算量不会随着输出电平数的增多而变得更加复杂。可见在在逆变电路同一桥臂上的两个IGBT不同时导通的情况下，V1和V4，V2和V3同时通断可输出两电平。若要得到更多电平数，如N电平，只需将直流分压电容改为(N-1)个串联，每桥臂主开关器件改为2(N-1)个串联，每桥臂的箝位二极管数量改为(N-1)(N-
10、2)个，每(N-1)个串联后分别跨接在正负半桥臂对应开关器件之间进行箝位，再根据与三电平类似的控制方法进行控制即可。对于三电平电容箝位型拓扑，如图2所示，当S1，S2同时导通时，Uan=E/2，(2)飞跨电容型逆变器H级联型逆变器有如下特点SPWM波生成原理图如图6所示。该方法的缺点是，由于开关频率较低，输出电压谐波含量较大。这给多电平逆变器带来了麻烦，只能采用控制算法来解决这个问题而高压变频技术正是能够解决这个问题的关键技术，但现有功率开关受耐压等级的制约，传统的两电平逆变器无法有效应用于高压空间矢量PWM调制策略为了利用低压开关器件获得多电平高压输出，二极管箝位型和飞跨电容型多电平逆变器共
11、同采用的办法是，将电力电子开关器件串联组成半桥式结构，用一个高压直流电源供电，并采用多个直流电容串联分压，采用二极管或电容，将主开关管上的电压箝位在一个直流电容电压上，来达到用低压开关器件实现高压输出的目的。图18 载波频率分别为fc=1kHz时的输出电压电流波形 在图1中，通过两个串联的大电容C1和C2将直流母线电压分成三个电平，即，E/2，0和-E/2(以两个电容的中点定义为中性点)。稍加分析就可以发现，不论在表1的哪一种工况，二极管D1，D2都将每个开关器件的电压箝位到直流母线电压的一半。例如，当S1，S2同为导通时，二极管D2平衡了开关器件S1，S2上的电压分配。n 若要得到更多电平数
12、，如N电平，只需将直流分压电容改为(N-1)个串联，每桥臂主开关器件改为2(N-1)个串联，每桥臂的箝位二极管数量改为(N-1)(N-2)个，每(N-1)个串联后分别跨接在正负半桥臂对应开关器件之间进行箝位，再根据与三电平类似的控制方法进行控制即可。二极管箝位型逆变器的优点二极管箝位型逆变器的优点n 由于没有两电平逆变器中两个串联器件同时导通和同时关断的问题，所以该拓扑对器件的动态性能要求低，器件受到的电压应力小，系统可靠性有所提高。在输出性能上也拥有多电平逆变器所固有的优点，如电压畸变小，du/dt小，对电机负载的冲击小等。n 二极管箝位结构的显著优点：就是利用二极管箝位解决了功率器件串联的
13、均压问题，适于高电压场合。二极管箝位型逆变器的缺点二极管箝位型逆变器的缺点n 但是二极管箝位型多电平逆变器拓扑结构仍然有其固有不足：虽然开关器件被箝位在E/(N-1)电压上，但是二极管却要承受不同倍数的反向耐压；如果使二极管的反向耐压与开关器件相同，则需要多管串联，当串联数目很大时，增加了实际系统实现的难度。当逆变器传输有功功率时，由于各个电容的充电时间不同，将形成不平衡的电容电压。飞跨电容型多电平逆变器飞跨电容型多电平逆变器n 1992年，和H.Foch提出了如图2所示结构的飞跨电容箝位型逆变电路，其特点是用箝位电容代替图1中所述的箝位二极管。n 直流侧电容不变，其工作原理与二极管箝位型逆变
14、器相似。若要输出更多的电平，须按照层叠接法进行扩展。因此也称为多单元层叠型逆变(Imbricated Cell Multi-level Inverter)。同样对于三相N电平逆变器可输出N电平相电压，(2N-1)电平的线电压。n 对于三电平电容箝位型拓扑，如图2所示，当S1，S2同时导通时，Uan=E/2，n而S1，S2 同时导通时，输出Uan=-E/2。n 但是对于输出Uan为0电平时，导通的开关既可以是S1，S1，又可以是S2，S2。这个电路的要点是维持箝位电容C1的端电压等于E/2；该电容器在S1，S1闭合时充电，在S2，S2闭合时放电。适当地选取0电平的开关组合，C1上的充电和放电的电
15、荷可以达到平衡。表2给出了二电平电容箝位型电路拓扑的常用工况。CPS-SPWM(Carriers Phase-Shifted PWM)原理及级联型多电平逆变器的基本原理进行了详细的阐述，理论上N个H桥级联而成的的级联型H桥多电平逆变器输出相电压最多可达到2N+1电平，但是逆变器输出的电平数及波形也会受到调制度与载波频率等的影响。对于电容电压平衡的问题，可以在输出相同电平时采用不同的开关组合对电容进行充放电来解决，但因电容太多，如何选择开关组合将非常复杂，并要求较高的切换频率。当逆变器传输有功功率时，由于各个电容的充电时间不同，将形成不平衡的电容电压。2 飞跨电容型多电平逆变器以三电平逆变器为例
16、，其电压空间矢量的数目为27个，其中独立的电压空间矢量为19个，1个零矢量，18个非零矢量，同样的，在空间旋转坐标下，对于任意时刻的矢量由相邻的3个非零矢量合成，在一个开关调制周期内对3个非零矢量与零矢量的作用时间进行优化安排，得到PWM输出波形。1 多电平变换器研究的背景及意义(2)器件开关频率低，开关损耗小；(1)在电压合成方面，开关状态的选择具有更大的灵活性；图18 载波频率分别为fc=1kHz时的输出电压电流波形这给多电平逆变器带来了麻烦，只能采用控制算法来解决这个问题而级联型多电平逆变器，是采用具有独立直流电源的H桥作为基本功率单元级联而成的一种串联结构形式，它不存在直流电容分压的问
17、题。载波相移SPWM技术的关键是要求各级联单元三角载波的相位角依次差一个角度，然后利用SPWM技术中的波形生成方式和多重化技术中的波形叠加原理产生载波相移SPWM波形。而且在运行过程中必须严格控制悬浮电容电压的平衡以保证逆变器的运行安全，而电容器件本身存在可靠性较差，寿命较短的问题，所以导致逆变器可靠性差。1多电平变换器研究的背景及意义图1为单相二极管箱位逆变电路，它具有2个电容，能输出3电平的电压。多电平逆变器的PWM控制技术是多电平逆变器研究中一个相当关键的技术，它是与多电平逆变器拓扑结构的提出是共生的，因为它不仅决定多电平逆变器的实现与否，而且，对多电平逆变器的电压输出波形质量，系统损耗
18、的减少与效率的提高都有直接的影响。但是对于输出Uan为0电平时，导通的开关既可以是S1，S1，又可以是S2，S2。其基本原理与两电平SVPWM方法相似，只是开关组合的方式随着电平数的增加而有所增加，其规律是对于l电平逆变器，其电压空间矢量的数目为l3个，当然这些电平中有些在空间上时重合的。H级联型逆变器有如下特点多电平变换器研究的背景及意义表2飞跨电容箝位型三电平逆变器工况5电平电压源逆变器C10C4C3C2sa1sa2sa3sa4sb1sb2sb3sb4sc1sc2sc3sc4sc1sc2sc3sc4sb1sb2sb3sb4sa1sa2sa3sa4V2V1V1V2ca1ca2ca2ca3ca
19、3ca341aaSSdcaVV0导通导通C1C4C3C2sa1sa2sa3sa4V2V1V1V2ca1ca2ca2ca3ca3ca3a0aVo导通导通4/30dcaVV,4321,aaaaSSSS,1432,aaaaSSSS,2431,aaaaSSSSC1C4C3C2sa1sa2sa3sa4V2V1V1V2ca1ca2ca2ca3ca3ca3a0aVo导通导通,1432,aaaaSSSSC10C4C3C2sa2sa3sa4sa1V2V1V1V2ca3ca3ca3a4/30dcaVV,2431,aaaaSSSS导通导通C10C4C3C2sa1sa3sa4sa2V2V1V1V2ca1ca2ca2c
20、a3ca3ca3a4/30dcaVV2/0dcaVV,2,143,aaaaSSSS,4,321,aaaaSSSSC10C4C3C2sa1sa2sa4sa3V2V1V1V2ca1ca2ca2ca3ca3ca3a2/0dcaVV C10C4C3C2sa3sa4sa2sa1V2V1V1V2ca1ca2ca2ca3ca3ca3a2/0dcaVV 2/0dcaVV,3,241,aaaaSSSS,4,231,aaaaSSSSC10C4C3C2sa1sa3sa4sa2V2V1V1V2ca1ca2ca2ca3ca3ca3a2/0dcaVV C10C4C3C2sa1sa4sa3sa2V2V1V1V2ca1ca2
21、ca2ca3ca3ca3a2/0dcaVV 2/0dcaVV,4,132,aaaaSSSS,3,142,aaaaSSSSC10C4C3C2sa2sa4sa3sa1V2V1V1V2ca1ca2ca2ca3ca3ca3a2/0dcaVVC10C4C3C2sa2sa3sa4sa1V2V1V1V2ca1ca2ca2ca3ca3ca3a4/0dcaVV,4,3,21,aaaaSSSS,3,2,14,aaaaSSSSC10C4C3C2sa1sa3sa4sa4sa3sa2V2V1V1V2ca1ca2ca2ca3ca3ca3a4/0dcaVVC10C4C3C2sa4sa3sa2sa1V2V1V1V2ca1ca
22、2ca2ca3ca3ca3a4/0dcaVV4/0dcaVV,4,2,13,aaaaSSSSC10C4C3C2sa3sa4sa2sa1V2V1V1V2ca1ca2ca2ca3ca3ca3a当某单元出现故障，可将其旁路，其余单元可继续运行，系统可靠性大大得到了提高；可见在在逆变电路同一桥臂上的两个IGBT不同时导通的情况下，V1和V4，V2和V3同时通断可输出两电平。1多电平变换器研究的背景及意义级联型H桥逆变器由若干功率单元级联而成，每个单元有其独立的直流电源。输出电平包括E，-E。采用模块化安装，结构紧凑；(4)多电平空间矢量PWM技术。(2)器件开关频率低，开关损耗小；SPWM波生成原理图
23、如图6所示。但是对于输出Uan为0电平时，导通的开关既可以是S1，S1，又可以是S2，S2。4 H桥级联型逆变器仿真H级联型逆变器有如下特点但是对于输出Uan为0电平时，导通的开关既可以是S1，S1，又可以是S2，S2。对于三电平电容箝位型拓扑，如图2所示，当S1，S2同时导通时，Uan=E/2，图18 载波频率分别为fc=1kHz时的输出电压电流波形Foch提出了如图2所示结构的飞跨电容箝位型逆变电路，其特点是用箝位电容代替图1中所述的箝位二极管。电动机作为工业、农业、市政等领域的主动力源，是能源消耗的大户，根据国家权威部门统计，我国的发电量有60%左右被电动机消耗，而其中的90%被交流电动
24、机消耗。而且在运行过程中必须严格控制悬浮电容电压的平衡以保证逆变器的运行安全，而电容器件本身存在可靠性较差，寿命较短的问题，所以导致逆变器可靠性差。其基本原理与两电平SVPWM方法相似，只是开关组合的方式随着电平数的增加而有所增加，其规律是对于l电平逆变器，其电压空间矢量的数目为l3个，当然这些电平中有些在空间上时重合的。1 二极管箝位型多电平逆变器00aV,4,1,aaSS导通导通C10C4C3C2sa3sa2sa1V2V1V1V2ca1ca2ca2ca3ca3ca3asa4飞跨电容型逆变器的缺点飞跨电容型逆变器的缺点n 但由于该结构需要大量的箝位电容，对于N电平的逆变器，其所需的悬浮电容需
25、要(N-1)(N-2)/2个。而且在运行过程中必须严格控制悬浮电容电压的平衡以保证逆变器的运行安全，而电容器件本身存在可靠性较差，寿命较短的问题，所以导致逆变器可靠性差。n 飞跨电容型逆变器的缺点飞跨电容型逆变器的缺点n 对于电容电压平衡的问题，可以在输出相同电平时采用不同的开关组合对电容进行充放电来解决，但因电容太多，如何选择开关组合将非常复杂，并要求较高的切换频率。n 缺点：逆变器每个桥臂需要的电容数量随输出电平数增加而增加，再加上直流侧的大量电容使得系统成本高且封装困难。其次控制方法非常复杂，实现起来很困难，并且还存在电容的电压不平衡问题。n 鉴于此，对于该拓扑的应用性研究，近年来已经相
26、对较少。飞跨电容型逆变器的优点飞跨电容型逆变器的优点n 飞跨电容型逆变器相对于二极管箱位型逆变器，具有以下优点：n(1)在电压合成方面，开关状态的选择具有更大的灵活性；n(2)由于电容的引进，可通过在同一电平上不同开关的组合，使直流侧电容电压保持均衡；n(3)可以控制有功功率和无功功率的流量，因此可用于高压直流输电。级联型多电平逆变器级联型多电平逆变器n 1975年P.Hammond提出了多个H桥采用隔离的直流电源作输入，输出端串联的结构。田纳西大学的FZPeng等人于1996年系统地提出了级联型H桥型变流器的拓扑结构，并用于无功补偿。级联型H桥逆变器由若干功率单元级联而成，每个单元有其独立的
27、直流电源。其主电路拓扑结构如图3所示，该电路为单相N单元级联型逆变器，其输出波形所含电平数为2N+1，所含电平数越多，则谐波含量越低，开关所承受的电压应力越低。H级联型逆变器有如下特点级联型逆变器有如下特点n(1)每相由多个H桥单元级联而成，逆变器输出相电压电平数L与单元级联数目N之间存在L=2N+1的关系。由于各功率单元结构相同，易于模块化设计和封装；当某单元出现故障，可将其旁路，其余单元可继续运行，系统可靠性大大得到了提高；(2)直流侧采用独立电源供电，不需箝位器件，也不存在电压均衡问题。若直流侧由三相不控整流电路供电时，整流侧需要采用多抽头变压器，虽然增大了装置体积，但多重化整流减小了输
28、入侧电流谐波；4 H桥级联型逆变器仿真优选电力电子技术多电平技术新(3)具有独立电源的级联型逆变器如果使二极管的反向耐压与开关器件相同，则需要多管串联，当串联数目很大时，增加了实际系统实现的难度。图16为单相五电平的Simulink仿真原理图。其中PWM波生成模块的内部结构如图17所示，其中包括正弦波生成模块、三角载波模块、比较模块。但是二极管箝位型多电平逆变器拓扑结构仍然有其固有不足：虽然开关器件被箝位在E/(N-1)电压上，但是二极管却要承受不同倍数的反向耐压；而高压变频技术正是能够解决这个问题的关键技术，但现有功率开关受耐压等级的制约，传统的两电平逆变器无法有效应用于高压当逆变器传输有功
29、功率时，由于各个电容的充电时间不同，将形成不平衡的电容电压。其典型输出波形如图4所示。空间矢量PWM调制策略1多电平变换器研究的背景及意义开关点预置PWM调制策略但是对于输出Uan为0电平时，导通的开关既可以是S1，S1，又可以是S2，S2。图18 载波频率分别为fc=1kHz时的输出电压电流波形广泛应用的高压大功率风机、泵类的高压电机，由于传统的工作方式为电网电压直接驱动，存在电机转速不能根据实际工况进行有效地调节，造成了很大的电能损失。但是对于输出Uan为0电平时，导通的开关既可以是S1，S1，又可以是S2，S2。该电容器在S1，S1闭合时充电，在S2，S2闭合时放电。当逆变器传输有功功率
30、时，由于各个电容的充电时间不同，将形成不平衡的电容电压。图18 载波频率分别为fc=1kHz时的输出电压电流波形(3)按特定规律分别对每一单元进行PWM控制，各单元输出波形叠加即可得多电平输出，控制方法比箝位型电路对各桥臂的简单，也易于扩展。n图7所示为级联型H桥逆变器的单元结构，称之为单个H桥单元。其输入为直流电压源E，通过4个带反并联二极管并联IGBT(V1-V4)输出uab的交流电压。H桥功率单元工作机理桥功率单元工作机理n 通过控制H桥臂上的V1-V4的导通与关断，可使H桥单元输出所需要的电压和频率。由图7可以看出，单个H桥单元的输出电压Uab与四个开关V1-V4的开关状态有关。n n
31、图8（a)所示为该单个H桥单元输出三电平方式的输出波形示意图。从该示意图中可以看出，其输出电平包括E，0，-E。n 其中每个功率器件所施加的驱动信号如表3所示。由于逆变器有四个IGBT，而每个IGBT有两个工作状态，在同桥臂的两个IGBT不同时导通的情况下，共有2*2=4种输出状态，对应三个电平。n 图8（b）所示为该单个H桥单元输出两电平方式的输出波形示意图。输出电平包括E，-E。n其中每个功率器件上所施加的驱动信号如表4所示。可见在在逆变电路同一桥臂上的两个IGBT不同时导通的情况下，V1和V4，V2和V3同时通断可输出两电平。H桥级联型逆变器工作机理桥级联型逆变器工作机理n 对于2个H桥
32、级联的逆变器，逆变器输出电压等于各单个H桥输出电压的叠加，当单个H桥单元工作在三电平方式下，该级联型逆变器(含两个H桥单元)，输出电压为：其中，Uab为该级联型逆变器两个H桥单元输出的总电压，Uabi(i=1，2)为各单个H桥单元的输出电压。图7所示为级联型H桥逆变器的单元结构，称之为单个H桥单元。(3)按特定规律分别对每一单元进行PWM控制，各单元输出波形叠加即可得多电平输出，控制方法比箝位型电路对各桥臂的简单，也易于扩展。但是对于输出Uan为0电平时，导通的开关既可以是S1，S1，又可以是S2，S2。二极管箝位型多电平逆变器图7所示为级联型H桥逆变器的单元结构，称之为单个H桥单元。该电容器
33、在S1，S1闭合时充电，在S2，S2闭合时放电。对于星型连接的三相系统而言，线电压为两相电压的差值，等效为2N个单个H桥单元输出电压的叠加，类比上面的结果可以得到五电平逆变器线电压电平数的以下结论：1 多电平变换器研究的背景及意义若要输出更多的电平，须按照层叠接法进行扩展。当逆变器传输有功功率时，由于各个电容的充电时间不同，将形成不平衡的电容电压。由图7可以看出，单个H桥单元的输出电压Uab与四个开关V1-V4的开关状态有关。采用模块化安装，结构紧凑；1多电平变换器研究的背景及意义在输出性能上也拥有多电平逆变器所固有的优点，如电压畸变小，du/dt小，对电机负载的冲击小等。SPWM波生成原理图
34、如图6所示。把若干个逆变电路的输出按一定的相位差组合起来，使它们所含的某些主要谐波分量相互抵消，就可以得到较为接近正弦波的波形。飞跨电容型多电平逆变器其基本原理与两电平SVPWM方法相似，只是开关组合的方式随着电平数的增加而有所增加，其规律是对于l电平逆变器，其电压空间矢量的数目为l3个，当然这些电平中有些在空间上时重合的。当某单元出现故障，可将其旁路，其余单元可继续运行，系统可靠性大大得到了提高；(4)多电平空间矢量PWM技术。n 从前述单个H桥的工作原理中，可知当单个H桥工作在三电平方式的情况下，可以输出三个电平：+E，0，-E。式(2-1)中Uabi(i=1，2)可取三种电平中的任意一种
35、，从而得知，输出电压的最大值Uabmax和最小值Uabmin分别:n结合式(2-2)及(2-3)可以计算出该级联型逆变器可实现的最大电平数：n 对于三相系统，可以有星型和三角型两种连接方式，三角形连接中由于相电压等于线电压，其分析结果与上述单相的分析结果相同。对于星型连接的三相系统而言，线电压为两相电压的差值，等效为2N个单个H桥单元输出电压的叠加，类比上面的结果可以得到五电平逆变器线电压电平数的以下结论：同理，对于N单元级联型逆变器而言，输出相电压电平数为：n 为了利用低压开关器件获得多电平高压输出，二极管箝位型和飞跨电容型多电平逆变器共同采用的办法是，将电力电子开关器件串联组成半桥式结构，
36、用一个高压直流电源供电，并采用多个直流电容串联分压，采用二极管或电容，将主开关管上的电压箝位在一个直流电容电压上，来达到用低压开关器件实现高压输出的目的。但因此出现了直流电容分压的均压问题。这给多电平逆变器带来了麻烦，只能采用控制算法来解决这个问题n 而级联型多电平逆变器，是采用具有独立直流电源的H桥作为基本功率单元级联而成的一种串联结构形式，它不存在直流电容分压的问题。因此也不存在直流电容分压的均压问题，相对于箝位型多电平逆变器，在控制上简单了很多。n 同二极管箝位型逆变器及飞跨电容型逆变器相比，级联型逆变器不需要大量的箝位二极管或电容，也不存在中间直流电压中性点偏移问题；采用模块化安装，结
37、构紧凑；而采用载波相移的控制策略，其计算量不会随着输出电平数的增多而变得更加复杂。n 当然，级联H桥型变流器也有不足之处，主要就是在需要提供有功功率的场合必须采用独立直流电源。显然，在不需要提供有功功率的场合比如静止无功补偿器、电力有源滤波器(APF)等，级联型多电平变流器具有更大的优势。n H桥级联型多电平逆变器可应用于高压大功率场合，如柔性输变电场合、静态无功补偿场合、风力发电的功率变换场合，集成光伏发电的功率变换场合、舰船推进场合、高速列车牵引场合、抽水蓄能等大功率驱动场合。在大功率驱动场合，发电厂大量使用的风机、泵类为高压电机，现多采用H桥级联型多电平逆变器来变频调速，以达到20%左右
38、的节能效果。3 多电平调制策略的研究现状多电平调制策略的研究现状n 多电平逆变器的PWM控制技术是多电平逆变器研究中一个相当关键的技术，它是与多电平逆变器拓扑结构的提出是共生的，因为它不仅决定多电平逆变器的实现与否，而且，对多电平逆变器的电压输出波形质量，系统损耗的减少与效率的提高都有直接的影响。多电平逆变器功能的实现，不仅要有适当的电路拓扑结构作为基础，还要有相应的PWM控制方式作为保障，才能保证系统高性能和高效率的运行。n n 在过去的近二十年里，大量的多电平逆变器PWM控制方法被提出，它们基本上都发源于业己成熟的两电平PWM技术，归纳起来可以分为以下几大类:(1)多电平阶梯波调制，(2)
39、多电平开关点预制PWM法，(3)多电平载波PWM技术，(4)多电平空间矢量PWM技术。阶梯波调制策略阶梯波调制策略n 阶梯波调制策略的目的是用阶梯波来逼近正弦波。其典型输出波形如图4所示。显然，输出电压电平台阶的产生，实际上是对作为模拟信号的参考电压的一个量化逼近过程，这种调制方法对功率器件的开关频率没有很高的要求，所以可以用低开关频率的大功率器件，如GTO实现。n 该方法的缺点是，由于开关频率较低，输出电压谐波含量较大。输出电压的调节依赖于直流母线电压或者移相角。开关点预置开关点预置PWM调制策略调制策略n 该方法类似于两电平开关点预制PWM方法。不同的是，在多电平逆变器的控制中，预制的“凹
40、槽”位于阶梯波上，而不是位于方波上，如图5所示。用于消除特定次谐波的“凹槽”位置信息，先离线计算后存于存储器中，运行时，实时读出后进行输出控制。因此，这种方法受到计算时间和存储容量的限制。空间矢量空间矢量PWM调制策略调制策略n 多电平SVPWM方法是根据两电平SVPWM的原理推广而得到的。其基本原理与两电平SVPWM方法相似，只是开关组合的方式随着电平数的增加而有所增加，其规律是对于l电平逆变器，其电压空间矢量的数目为l3个，当然这些电平中有些在空间上时重合的。n 以三电平逆变器为例，其电压空间矢量的数目为27个，其中独立的电压空间矢量为19个，1个零矢量，18个非零矢量，同样的，在空间旋转
41、坐标下，对于任意时刻的矢量由相邻的3个非零矢量合成，在一个开关调制周期内对3个非零矢量与零矢量的作用时间进行优化安排，得到PWM输出波形。由于电平数与电压空间矢量 的 数 目 之 间 是 立 方 关 系，所 以 多 电 平SVPWM方法在电平数较高时受到很大限制，因此目前多电平SVPWM方法的研究一般只限于五电平以下。n。载波相移载波相移SPWM调制策略调制策略n 载波相移SPWM技术的关键是要求各级联单元三角载波的相位角依次差一个角度，然后利用SPWM技术中的波形生成方式和多重化技术中的波形叠加原理产生载波相移SPWM波形。SPWM波生成原理图如图6所示。电动机作为工业、农业、市政等领域的主
42、动力源，是能源消耗的大户，根据国家权威部门统计，我国的发电量有60%左右被电动机消耗，而其中的90%被交流电动机消耗。其中PWM波生成模块的内部结构如图17所示，其中包括正弦波生成模块、三角载波模块、比较模块。在大功率驱动场合，发电厂大量使用的风机、泵类为高压电机，现多采用H桥级联型多电平逆变器来变频调速，以达到20%左右的节能效果。但由于该结构需要大量的箝位电容，对于N电平的逆变器，其所需的悬浮电容需要(N-1)(N-2)/2个。多电平逆变器的PWM控制技术是多电平逆变器研究中一个相当关键的技术，它是与多电平逆变器拓扑结构的提出是共生的，因为它不仅决定多电平逆变器的实现与否，而且，对多电平逆
43、变器的电压输出波形质量，系统损耗的减少与效率的提高都有直接的影响。图8（b）所示为该单个H桥单元输出两电平方式的输出波形示意图。1992年，和H.级联型H桥逆变器由若干功率单元级联而成，每个单元有其独立的直流电源。对于三电平电容箝位型拓扑，如图2所示，当S1，S2同时导通时，Uan=E/2，SPWM波生成原理图如图6所示。当逆变器传输有功功率时，由于各个电容的充电时间不同，将形成不平衡的电容电压。(3)具有独立电源的级联型逆变器在输出性能上也拥有多电平逆变器所固有的优点，如电压畸变小，du/dt小，对电机负载的冲击小等。其典型输出波形如图4所示。而级联型多电平逆变器，是采用具有独立直流电源的H
44、桥作为基本功率单元级联而成的一种串联结构形式，它不存在直流电容分压的问题。(2)器件开关频率低，开关损耗小；表2给出了二电平电容箝位型电路拓扑的常用工况。对于三相系统，可以有星型和三角型两种连接方式，三角形连接中由于相电压等于线电压，其分析结果与上述单相的分析结果相同。图21载波频率分别为fc=1kHz时的输出电流波形频谱图(4)多电平空间矢量PWM技术。n 载波相移SPWM法是针对等电压的单元级联型逆变电路特点提出的。n SPWM波生成原理图如图6所示。每个H桥单元的驱动信号由一个正弦调制波和相位互差180。两个三角载波比较生成，同一相的级联单元之间正弦调制波相同，而三角载波互差180/N(
45、N为每相单元级联数)。n n 通过载波移相使各单元输出的SPWM脉冲在相位上错开，从而使各单元最终叠加的输出SPWM的等效开关频率提高到原来的2N倍，在不提高各功率开关器件开关频率的情况下大大减小了输出谐波，同时采用单元级联型的多电平逆变器以低压方式实现了高压领域的电能转换，解决了功率器件容量与电能等级的矛盾，并有效降低电压变化率应力，显著改善了输出波形质量，在高压大功率交流电机变频调速领域获得了广泛应用。由于各单元的调制方法相同，只是载波或参考波相位不同，因而控制算法容易实现，也便于向更多电平数扩展。4 H桥级联型逆变器仿真桥级联型逆变器仿真n CPS-SPWM(Carriers Phase
46、-Shifted PWM)原理及级联型多电平逆变器的基本原理进行了详细的阐述，理论上N个H桥级联而成的的级联型H桥多电平逆变器输出相电压最多可达到2N+1电平，但是逆变器输出的电平数及波形也会受到调制度与载波频率等的影响。相应的谐波 含 量 也 会 有 所 不 同，因 而，本 章 通 过Matlab10.0/Simulink对基于CPS-SPWM方法的级联型逆变器进行仿真分析。n 本章通过对单相五电平以及三相五电平逆变器的仿真实验，分析其输出电压电流波形，并进行谐波分析。单相单相H桥级联型五电平逆变器桥级联型五电平逆变器仿真仿真n 图16为单相五电平的Simulink仿真原理图。图16的仿真模
47、型包括PWM波生成模块，H桥模块、直流侧电源，负载模块。其中PWM波生成模块的内部结构如图17所示，其中包括正弦波生成模块、三角载波模块、比较模块。其中两单元对应三角载波相位上相差90相角，公用同一个正弦波发生器。图16单相五电平逆变器仿真模型图图17PWM发生器原理图发生器原理图仿真结果及分析仿真结果及分析n仿真条件：直流母线电压为100V，负载为RL负载，R=20，L=20mH，载波频率分别为fc=1kHz，2kHz,5kHz 调制波频率为f=50Hz。调制度m=0.95。得到如下图所示的仿真电压和电流波形。图18 载波频率分别为fc=1kHz时的输出电压电流波形n图18 载波频率分别为fc=1kHz时的输出电压电流波形图19载波频率分别为fc=2kHz时的输出电压电流波形图20载波频率分别为fc=5kHz时的输出电压电流波形图21载波频率分别为fc=1kHz时的输出电流波形频谱图图22载波频率分别为fc=2kHz时的输出电流波形频谱图图23载波频率分别为fc=5kHz时的输出电流波形频谱图
