1、 6.1 正交振幅调制正交振幅调制(QAM)6.2 最小移频键控最小移频键控(MSK)6.3 高斯最小移频键控高斯最小移频键控(GMSK)6.4 DQPSK调制调制 第第 6章章 现代数字调制解调技术现代数字调制解调技术第第 6 章章 现代数字调制解调技术现代数字调制解调技术在通信原理课程中我们讨论了数字调制的三种基本方式：数字振幅调制、数字频率调制和数字相位调制，然而，这三种数字调制方式都存在不足之处，如频谱利用率低、抗多径抗衰落能力差、功率谱衰减慢带外辐射严重等。为了改善这些不足，近几十年来人们不断地提出一些新的数字调制解调技术，以适应各种通信系统的要求。例如，在恒参信道中，正交振幅调制(
2、QAM)和正交频分复用(OFDM)方式具有高的频谱利用率，正交振幅调制在卫星通信和有线电视网络高速数据传输等领域得到广泛应用。而正交频分复用在非对称数字环路ADSL 和高清晰度电视HDTV 的地面广播系统等得到成功应用。高斯最小移频键控(GMSK)和/4DQPSK 具有较强的抗多径抗衰落性能，带外功率辐射小等特点，因而在移动通信领域得到应用。高斯最小移频键控用于泛欧数字蜂窝移动通信系统(GSM)，/4 DQPSK 用于北美和日本的数字蜂窝移动通信系统。下面分别对几种具有代表性的数字调制系统进行讨论。6.1正交振幅调制正交振幅调制(QAM)在现代通信中，提高频谱利用率一直是人们关注的焦点之一。近
3、年来，随着通信业务需求的迅速增长，寻找频谱利用率高的数字调制方式已成为数字通信系统设计、研究的主要目标之一。正交振幅调制QAM(Quadrature Amplitude Modulation)就是一种频谱利用率很高的调制方式，其在中、大容量数字微波通信系统、有线电视网络高速数据传输、卫星通信系统等领域得到了广泛应用。在移动通信中，随着微蜂窝和微微蜂窝的出现，使得信道传输特性发生了很大变化。过去在传统蜂窝系统中不能应用的正交振幅调制也引起人们的重视 6.1.1MQAM调制原理调制原理 正交振幅调制是用两个独立的基带数字信号对两个相互正交的同频载波进行抑制载波的双边带调制，利用这种已调信号在同一带
4、宽内频谱正交的性质来实现两路并行的数字信息传输。正交振幅调制信号的一般表示式为 sMQAM(t)=)cos()(ncSnntwnTtgA式中，An是基带信号幅度，g(t-nTs)是宽度为Ts的单个基带信号波形。式(6.1-1)还可以变换为正交表示形式:sMQAM(t)=)cos()(ncSnntwnTtgAtwnTtgAtwnTtgAcnSnncnSnnsinsin)(coscos)(sMQAM(t)=令 Xn=An cosn Yn=Ansinn则式(6.1-2)变为 sMQAM(t)=twnTtgYtwnTtgXcnSnncnSnnsinsin)(coscos)(twtytwtXccsin)
5、(cos)(QAM中的振幅Xn和Yn可以表示为 Xn=cnA Yn=dnA 式中，A是固定振幅，cn、dn由输入数据确定。cn、dn决定了已调QAM信号在信号空间中的坐标点。QAM信号调制原理图如图 6-1 所示。图中，输入的二进制序列经过串/并变换器输出速率减半的两路并行序列，再分别经过2电平到L电平的变换，形成L电平的基带信号。为了抑制已调信号的带外辐射，该L电平的基带信号还要经过预调制低通滤波器，形成X(t)和Y(t)，再分别对同相载波和正交载波相乘。最后将两路信号相加即可得到QAM信号。图6-1 QAM信号调制原理图2到 L电平变换2到 L电平变换预调制LPF预调制LPF串/并变换co
6、stsintAmBmy(t)已调信号输出 信号矢量端点的分布图称为星座图。通常，可以用星座图来描述QAM信号的信号空间分布状态。对于M=16的16QAM来说，有多种分布形式的信号星座图。两种具有代表意义的信号星座图如图 6-2 所示。在图 6-2(a)中，信号点的分布成方型，故称为方型16QAM星座，也称为标准型16QAM。在图 6-2(b)中，信号点的分布成星型，故称为星型16QAM星座。若信号点之间的最小距离为2A，且所有信号点等概率出现，则平均发射信号功率为)()(2122nMnndcMAsp 图 6-216QAM的星座图(a)方型16QAM星座；(b)星型16QAM星座(2.61,0)
7、(4.61,0)(2.61,0)(4.61,0)(0,2.61)(0,4.61)(0,4.61)(0,2.61)(3,3)(3,1)(3,1)(3,3)(3,3)(3,1)(3,3)(1,1)(1,1)(a)(b)对于方型16QAM，信号平均功率为22212210)18410824(16)()(AAdcMAspnMnn对于星型16QAM，信号平均功率为 2222212203.14)61.4861.24(16)()(AAdcMAspnMnn 两者功率相差1.4dB。另外，两者的星座结构也有重要的差别。一是星型16QAM只有两个振幅值，而方型16QAM有三种振幅值；二是星型16QAM只有8种相位值
8、，而方型16QAM有12种相位值。这两点使得在衰落信道中，星型16QAM比方型16QAM更具有吸引力。M=4,16,32,256时MQAM信号的星座图如图 6-3 所示。其中，M=4,16,64,256 时星座图为矩形，而M=32,128 时星座图为十字形。前者M为2的偶次方，即每个符号携带偶数个比特信息；后者M为2的奇次方，即每个符号携带奇数个比特信息。若已调信号的最大幅度为1，则MPSK信号星座图上信号点间的最小距离为 dMPSK=2 sin M而MQAM信号矩形星座图上信号点间的最小距离为图6-3 MQAM信号的星座图M4M16M256M128M64M32dMQAM=1212ML 式中，
9、L为星座图上信号点在水平轴和垂直轴上投影的电平数，M=L2。由式(6.1-6)和(6.1-7)可以看出，当M=4时，d4PSK=d4QAM，实际上，4PSK和4QAM的星座图相同。当M=16时，d16QAM=0.47，而d16PSK=0.39，d16PSKd16QAM。这表明，16QAM系统的抗干扰能力优于16PSK。6.1.2MQAM解调原理解调原理 MQAM信号同样可以采用正交相干解调方法，其解调器原理图如图 6-4 所示。解调器输入信号与本地恢复的两个正交载波相乘后，经过低通滤波输出两路多电平基带信号X(t)和Y(t)。多电平判决器对多电平基带信号进行判决和检测，再经L电平到2电平转换和
10、并/串变换器最终输出二进制数据。图 6-4MQAM信号相干解调原理图LPF多电平转换定时恢复多电平判决LPFL到 2电平变换并/串变换载波恢复L到 2电平变换 6.1.3MQAM抗噪声性能抗噪声性能 对于方型QAM，可以看成是由两个相互正交且独立的多电平ASK信号叠加而成。因此，利用多电平信号误码率的分析方法，可得到M进制QAM的误码率为 Pe=)(1log3)1(02nELLerfcLb式中，M=L2，Eb为每比特码元能量，n0为噪声单边功率谱密度。图 6-5 给出了M进制方型QAM的误码率曲线。图 6-5 M进制方型QAM的误码率曲线 642 0246810 12 14 16 18 20
11、22PSKM32QAMM16QAMPSKM4PSKM16QAMM641062551052104251032510225101PMSNR/bit/dB6.2 最小移频键控最小移频键控(MSK)数字频率调制和数字相位调制，由于已调信号包络恒定，因此有利于在非线性特性的信道中传输。由于一般移频键控信号相位不连续、频偏较大等原因，使其频谱利用率较低。本节将讨论的MSK(Minimum Frequency Shift Keying)是二进制连续相位FSK的一种特殊形式。MSK称为最小移频键控，有时也称为快速移频键控(FFSK)。所谓“最小”是指这种调制方式能以最小的调制指数(0.5)获得正交信号；而“快
12、速”是指在给定同样的频带内，MSK能比2PSK的数据传输速率更高，且在带外的频谱分量要比2PSK衰减的快。6.2.1 MSK 的基本原理的基本原理 MSK是恒定包络连续相位频率调制，其信号的表示式为 sMSK(t)=cos)2(kSkctTatw其中kTst(k+1)Ts,k=0,1,令SkSkkTktkTtTat)1(,2)(则式(6.2-1)可表示为 sMSK(t)=cosct+k(t)式中，k(t)称为附加相位函数；c为载波角频率；Ts为码元宽度；ak为第k个输入码元，取值为1；k为第k个码元的相位常数，在时间kTst(k+1)Ts中保持不变，其作用是保证在t=kTs时刻信号相位连续。令
13、 k(t)=ct+kSktTa2则skckTawdttd2)(ScTw2ScTw21a1a 由式(6.2-5)可以看出，MSK信号的两个频率分别为 f1=fc-f1=fc+ST41ST41中心频率fc应选为 fc=,.2,1,4nTnS式(6.2-8)表明，MSK信号在每一码元周期内必须包含四分之一载波周期的整数倍。fc还可以表示为 fc=STmN1)4(N为正整数；m=0,1,2,3)相应地MSK信号的两个频率可表示为f1=TmNTfSc1)41(41TmNTffSc1)41(412由此可得频率间隔为f=f2-f1=MSK信号的调制指数为 h=f Ts=ST215.02121SSTT 当取N
14、=1,m=0 时，MSK信号的时间波形如图 6-6 所示。图6-6 MSK 信号的时间波形1001110tOsMSK(t)k=k-1+(ak-1-ak)1(2K1K)1(1kKak=ak-1 akak-1 式中，若取k的初始参考值0=0，则k=0 或(模2)k=0,1,2,上式即反映了MSK信号前后码元区间的相位约束关系，表明MSK信号在第k个码元的相位常数不仅与当前码元的取值ak有关，而且还与前一码元的取值ak-1及相位常数k-1有关。对第k个码元的相位常数k的选择应保证MSK信号相位在码元转换时刻是连续的。根据这一要求，由式(6.2-2)可以得到相位约束条件为 由附加相位函数k(t)的表示
15、式(6.2-2)可以看出，k(t)是一直线方程，其斜率为 ，截距为k。由于ak的取值为1，故 是分段线性的相位函数。因此，MSK的整个相位路径是由间隔为Ts的一系列直线段所连成的折线。在任一个码元期间Ts，若ak=+1，则k(t)线性增加 ；若ak=-1，则k(t)线性减小 。对于给定的输入信号序列ak，相应的附加相位函数k(t)的波形如图 6-7 所示。对于各种可能的输入信号序列，k(t)的所有可能路径如图 6-8 所示，它是一个从-2到+2的网格图。tTaSk2tTaSk222图 6 7 附加相位函数k(t)的波形图0k(t)111111111ak3 02 3 3 44 xk2TsTs3T
16、s4Ts5Ts6Ts7Ts8Ts9Tst232325图 6-8MSK的相位网格图3Ts2 Ts5Ts7Tst 02k(t)从以上分析总结得出，MSK信号具有以下特点：（1）MSK信号是恒定包络信号；（2）在码元转换时刻，信号的相位是连续的，以载波相位为基准的信号相位在一个码元期间内线性地变化 ；（3）在一个码元期间内，信号应包括四分之一载波周期的整数倍，信号的频率偏移等于 ，相应的调制指数h=0.5。下面我们简要讨论一下MSK信号的功率谱。对于由式(6.2-1)定义的MSK信号，其单边功率谱密度可表示为2ST41)(2cos)(161 8)(2222ScScSMSKTffTffTfP 根据式(
17、6.2-16)画出MSK信号的功率谱如图 6-9 所示。为了便于比较，图中还画出了2PSK信号的功率谱。由图 6-9 可以看出，与2PSK相比，MSK信号的功率谱更加紧凑，其第一个零点出现在0.75/Ts处，而2PSK的第一个零点出现在1/Ts处。这表明，MSK信号功率谱的主瓣所占的频带宽度比2PSK信号的窄；当(f-fc)时，MSK的功率谱以(f-fc)-4的速率衰减，它要比2PSK的衰减速率快得多，因此对邻道的干扰也较小。图 6-9MSK信号的归一化功率谱403020100sT75.0sT1sT2sT3(f fc)/Hz功率谱密度/dBMSK2PSK 6.2.2 MSK调制解调原理调制解调
18、原理 由MSK信号的一般表示式(6.2-3)可得 sMSK(t)=cosct+k(t)=cosk(t)cosct-sink(t)sinct(6.2-17)因为k(t)=+k代入式(6.2-17)可得 sMSK(t)=coskcos tTaSk2twTtatwTtcSkkcSsin)2sin(coscos)2()(tIktwTttQtwTtcSkkcSsin)2sin(cos)(cos)2cos(上式即为MSK信号的正交表示形式。其同相分量为xI(t)=cosk cos 也称为I支路。其正交分量为xQ(t)=ak cosk sin 也称为Q支路。cos 和sin 称为加权函数。由 式(6.2-1
19、8)可以画出MSK信号调制器原理图如图 6-10 所示。图中，输入二进制数据序列经过差分编码和串/并变换后，I支路信号经cos 加权调制和同相载波cosct相乘输出同相分量xI(t)。twTtcSkcos)2cos(twTtcScos)2()2(STt)2(STt)2(STt图6-10 MSK信号调制器原理图差分编码串/并变换振荡sTf41振荡f fc相移90带通滤波器迟延 Ts输入数据MSK信号akckQkIkIkcos(t/2Ts)Ikcos(t/2Ts)cosctQksin(t/2Ts)sinctQksin(t/2Ts)sin(t/2Ts)cos(t/2Ts)Q支路信号先延迟Ts，经si
20、n 加权调制和正交载波sinct相乘输出正交分量xQ(t)。xI(t)和xQ(t)相减就可得到已调MSK信号。MSK信号属于数字频率调制信号，因此可以采用一般鉴频器方式进行解调，其原理图如图 6-11 所示。鉴频器解调方式结构简单，容易实现。由于MSK信号调制指数较小，采用一般鉴频器方式进行解调误码率性能不太好，因此在对误码率有较高要求时大多采用相干解调方式。图 6-12 是MSK信号相干解调器原理图，其由相干载波提取和相干解调两部分组成。)2(STt图 6-11MSK鉴频器解调原理图BPF鉴 频LPF抽 样判 决输 出输 入图 6-12MSK信号相干解调器原理图LPF判决电路LPF判决电路并
21、/串变换差分译码载波恢复BPF输入输出cosctsinct 6.2.3 MSK的性能的性能 设信道特性为恒参信道，噪声为加性高斯白噪声，MSK解调器输入信号与噪声的合成波为r(t)=cos(ct+k)+n(t)(6.2-21)式中 n(t)=nc(t)cosct-ns(t)sinct是均值为0，方差为2的窄带高斯噪声。经过相乘、低通滤波和抽样后，在t=2kTs时刻I支路的样值为 (2kTs)=acosk+(-1)knc (6.2-22)在t=(2k+1)Ts时刻Q支路的样值为 (2k+1)Ts=aakcosk+(-1)kns QQtTaSk2式中nc和ns分别为nc(t)和ns(t)在取样时刻
22、的样本值。在I支路和Q支路数据等概率的情况下，各支路的误码率为 Ps=0)(dxxfdxax0222)(exp21)(21rerfc式中，r=为信噪比。经过交替门输出和差分译码后，系统的总误比特率为 Pe=2Ps(1-Ps)(6.2-25)MSK系统误比特率曲线如图 6-13 所示。由以上分析可以看出，MSK信号比2PSK有更高的频谱利用率，并且有更强的抗噪声性能，从而得到了广泛的应用。222a图 6-13MSK系统误比特率曲线 1081071061051041031024681012误比特率Pc误码率 Psa222r /dBPs,Pc 6.3 高斯最小移频键控高斯最小移频键控(GMSK)由上
23、一节分析可知，MSK调制方式的突出优点是已调信号具有恒定包络，且功率谱在主瓣以外衰减较快。但是，在移动通信中，对信号带外辐射功率的限制十分严格，一般要求必须衰减70dB以上。从MSK信号的功率谱可以看出，MSK信号仍不能满足这样的要求。高斯最小移频键控(GMSK)就是针对上述要求提出来的。GMSK调制方式能满足移动通信环境下对邻道干扰的严格要求，它以其良好的性能而被泛欧数字蜂窝移动通信系统(GSM)所采用。6.3.1GMSK的基本原理的基本原理 MSK调制是调制指数为0.5的二进制调频，基带信号为矩形波形。为了压缩MSK信号的功率谱，可在MSK调制前加入预调制滤波器，对矩形波形进行滤波，得到一
24、种新型的基带波形，使其本身和尽可能高阶的导数都连续，从而得到较好的频谱特性。GMSK(GaussianFiltered Minimum Shift Keying)调制原理图如图6-14 所示。为了有效地抑制MSK信号的带外功率辐射，预调制滤波器应具有以下特性：图 6 14 GMSK调制原理图预调制滤波器MSK调制器输入输出 (1)带宽窄并且具有陡峭的截止特性；(2)脉冲响应的过冲较小；(3)滤波器输出脉冲响应曲线下的面积对应于/2的相移。其中条件(1)是为了抑制高频分量；条件(2)是为了防止过大的瞬时频偏；条件(3)是为了使调制指数为0.5。一种满足上述特性的预调制滤波器是高斯低通滤波器，其单
25、位冲激响应为exp)(2taath传输函数为H(f)=exp(-2f2 )(6.3-2)式中,是与高斯滤波器的3dB带宽Bb有关的参数，它们之间的关系为 Bb=0.5887 如果输入为双极性不归零矩形脉冲序列s(t):s(t)=2ln211),(nbnnaknTtbab(t)=,1bT020bTt 其他其中,Tb为码元间隔。高斯预调制滤波器的输出为x(t)=s(t)*h(t)=)(nbnnTtba式中,g(t)为高斯预调制滤波器的脉冲响应:g(t)=b(t)*h(t)=dhaTbbbbTTTTb)(122daaTbbbbTTTTb)(exp1222当BbTb取不同值时，g(t)的波形如图 6-
26、15 所示。GMSK信号的表达式为 sGMSK(t)=cos tbbnbcdTnTgaTtw)2(2图6-15 高斯滤波器的矩形脉冲响应00.51024681.00.750.50.40.30.2BbTb0.1g(t)式中，an为输入数据。高斯滤波器的输出脉冲经MSK调制得到GMSK信号，其相位路径由脉冲的形状决定。由于高斯滤波后的脉冲无陡峭沿，也无拐点，因此，相位路径得到进一步平滑，如图 6-16 所示。图 6-17 是通过计算机模拟得到的GMSK信号的功率谱。图中，横坐标为归一化频差(f-fc)Tb，纵坐标为功率谱密度，参变量BbTb为高斯低通滤波器的归一化3dB带宽Bb与码元长度Tb的乘积
27、。BbTb=的曲线是MSK信号的功率谱密度。GMSK信号的功率谱密度随BbTb值的减小变得紧凑起来。表 9-1 给出了作为BbTb函数的GMSK信号中包含给定功率百分比的带宽。图 6-16GMSK信号的相位路径222TbTb4t(t)0图 6-17GMSK信号的功率谱密度1200.160.20.30.5BbTb:TFMQPSKBbTb(MSK)11010090807060504030201001000.51.01.52.02.5功率谱密度/dB 图 6-17 是通过计算机模拟得到的GMSK信号的功率谱。图中，横坐标为归一化频差(f-fc)Tb，纵坐标为功率谱密度，参变量BbTb为高斯低通滤波器
28、的归一化3dB带宽Bb与码元长度Tb的乘积。BbTb=的曲线是MSK信号的功率谱密度。GMSK信号的功率谱密度随BbTb值的减小变得紧凑起来。表 9-1给出了作为BbTb函数的GMSK信号中包含给定功率百分比的带宽。图 6-18 是在不同BbTb时由频谱分析仪测得的射频输出频谱。可见，测量值与图6-17 所示的计算机模拟结果基本一致。图 6-19 是GMSK信号正交相干解调时测得的眼图。可以看出，当BbTb较小时会使基带波形中引入严重的码间干扰，从而降低性能。当BbTb=0.25 时，GMSK的误码率比MSK下降1 dB。表表 9 1 GMSK信号中包含给定功率百分比的射频带宽信号中包含给定功
29、率百分比的射频带宽 BbTb 90%60%96.9%96.99%0.2 0.52Rb 0.79Rb0.99Rb1.22Rb0.25 0.57Rb0.86Rb1.09Rb1.37Rb0.50.69Rb1.04Rb1.33Rb2.08Rb 0.78Rb1.20Rb2.76Rb6.00Rb图 6 18 不同BbTb时实测GMSK信号射频功率谱 图 6-19GMSK信号正交相干解调的眼图 6.3.2GMSK的调制与解调的调制与解调 产生GMSK信号的一种简单方法是采用锁相环(PLL)法，其原理图如图 6-20 所示。图中，输入数据序列先进行 相移BPSK调制，然后将该信号通过锁相环对BPSK信号的相位
30、突跳进行平滑，使得信号在码元转换时刻相位连续，而且没有尖角。该方法实现GMSK信号的关键是锁相环传输函数的设计，以满足输出信号功率谱特性要求。由式(6.3-8)，GMSK信号可以表示为正交形式，即 sGMSK(t)=cosct+(t)=cos(t)cosct-sin(t)sinct 2图 6-20PLL型GMSK调制器 移相BPSK2锁相环振荡器输入输出cosct式中(t)=dTnTgaTbbtnb)2(2 由式(6.3-9)和式(6.3-10)可以构成一种波形存储正交调制器，其原理图如图 6-21 所示。波形存储正交调制器的优点是避免了复杂的滤波器设计和实现，可以产生具有任何特性的基带脉冲波
31、形和已调信号。GMSK信号的基本特征与MSK信号完全相同，其主要差别是GMSK信号的相位轨迹比MSK信号的相位轨迹平滑。因此，图 6-12所示的MSK信号相干解调器原理图完全适用GMSK信号的相干解调。GMSK信号也可以采用图 6-22 所示的差分解调器解调。图 6-22(a)是1比特差分解调方案，图 6-22(b)是2比特差分解调方案。图 6 21 波形存储正交调制器产生GMSK信号cos函数表象限控制sin函数表D/A变换D/A变换LPFLPFBPF输出输入cosctsinct 图6-22GMSK 信号差分解调器原理（a)1比特差分调节器 （b)2比特差分解调器BPF时延 Tb90 移相L
32、PF抽样判决信号输入输出BPF时延2 TbLPF抽样判决信号输入输出(a)(b)限幅器 6.3.3GMSK系统的性能系统的性能 假设信道为恒参信道，噪声为加性高斯白噪声，其单边功率谱密度为n0。GMSK信号相干解调的误比特率下界可以表示为 Pe=rderfc0minn221 式中，dmin为在t1到t2之间观察所得的Hilbert空间中发送数据“1”和“0”对应的复信号u1(t)和u0(t)之间的最小距离，即 dttutudtttutu201)(),(2min2110)()(min 在恒参信道，加性高斯白噪声条件下，测得的GMSK相干解调误比特率曲线如图6-23 所示。由图可以看出，当BbTb
33、=0.25 时，GMSK的性能仅比MSK下降1dB。由于移动通信系统是快速瑞利衰落信道，因此误比特性能要比理想信道下的误比特性能下降很多。具体误比特性能要通过实际测试。图6-23 例相信道下GMSK相干解调误比特率曲线 BbTb(MSK)0.250.20理想BPSK检测前高斯BPFBbTb0.6310610510410310210146810121416BEREbNo/dB6.4 DQPSK调制调制 DQPSK(-Shift Differentially Encoded Quadrature Phase Shift Keying)是一种正交相移键控调制方式，它综合了QPSK和OQPSK两种调制
34、方式的优点。DQPSK有比QPSK更小的包络波动和比GMSK更高的频谱利用率。在多径扩展和衰落的情况下，DQPSK比OQPSK的性能更好。DQPSK能够采用非相干解调，从而使得接收机实现大大简化。DQPSK已被用于北美和日本的数字蜂窝移动通信系统。444444 6.4.1 DQPSK的调制原理的调制原理 在 DQPSK调制器中，已调信号的信号点从相互偏移 的两个QPSK星座图中选取。图 6-24 给出了两个相互偏移 的星座图和一个合并的星座图，图中两个信号点之间的连线表示可能的相位跳变。可见，信号的最大相位跳变是 。另外，由图 6-24 还可看出，对每对连续的双比特其信号点至少有 的相位变化，
35、从而使接收机容易进行时钟恢复和同步。DQPSK调制器原理图如图 6-25所示。输入的二进制数据序列经过串/并变换和差分相位编码输出同相支路信号Ik和正交支路信号Qk，Ik和Qk的符号速率是输入数据速率的一半。在第k个码元区间内，差分相位编码器的输出和输入有如下关系:44444344 图 6-24 DQPSK信号的星座图 4QkIkQkIk(a)(b)QkIk(c)图 6-25 DQPSK调制器原理图 4LPFLPF输出cosctsinct差分相位编码串/并变换输入QkIk Ik=Ik-1cosk-Qk-1sink (6.4-1)Qk=Ik-1sink+Qk-1cosk式中，k是由差分相位编码器
36、的输入数据xk和yk所决定的。采用Gray编码的双比特（xk，yk）与相移k的关系如表 9-2所示。差分相位编码器的输出Ik和Qk共有五种取值：为了抑制已调信号的带外功率辐射，在进行正交调制前先使同相支路信号和正交支路信号Ik和Qk通过具有线性相位特性和平方根升余弦幅频特性的低通滤波器。幅频特性表示式为.1,21,0)(fH1,2)12(sin121afT00f Ta21Ta21 fTa21fTa21表表 6 2 采用采用Gray编码的双比特编码的双比特(xk,yk)与相移与相移k的关系表的关系表 xkyk00011110k443434 式中，g(t)为低通滤波器输出脉冲波形，k为第k个数据期
37、间的绝对相位。k可由以下差分编码得出:k=k-1+k (6.4-5)DQPSK是一种线性调制，其包络不恒定。若发射机具有非线性放大，将会使已调信号频谱展宽，降低频谱利用率。为了提高功率放大器的动态范围，改善输出信号的频谱特性，通常采用具有负反馈控制的功率放大器。4 6.4.2 DQPSK的解调的解调 DQPSK可以采用与4DPSK相似的方式解调。在加性高斯白噪声(AWGN)信道中，相干解调的 DQPSK与4DPSK有相同的误码性能。为了便于实现，经常采用差分检测来解调 DQPSK信号。在低比特率，快速瑞利衰落信道中，由于不依赖相位同步，差分检测提供了较好的误码性能。DQPSK信号基带差分检测器
38、的原理图如图 6-26 所示。在解调器中，本地振荡器产生的正交载波与发射载波频率相同，但有固定的相位差。解调器中同相支路和正交支路两个低通滤波器的输出分别为444图 6 26 基带差分检测器原理图BPFLPFLPF抽样差分解码抽样差分解码判决电路判决电路并/串变换cosctsinct输出输入 ck=cos(k-)(6.4-6)dk=sin(k-)两个序列ck和dk送入差分解码器进行解码，其解码关系为ek=ckck-1+dkdk-1 =cos(k-)cos(k-1-)+sin(k-)sin(k-1-)=cos(k-k-1)=cosk (6.4-8)fk=dkck-1-ckdk-1 =sin(k-
39、)cos(k-1-)+cos(k-)sin(k-1-)=sin(k-k-1)=sink (6.4-9)k=arctan)(kkfe 根据表 6-2 和式(6.4-10)就可以得到调制数据，再经过并/串变换即可恢复出发送的数据序列。DQPSK信号还可以采用FM鉴频器检测，其原理图如图 6-27 所示。该检测器由带通滤波器、限幅器、FM鉴频器、积分器、模2校正电路、差分相位译码及并/串变换电路组成。除了基带差分检测、鉴频器检测方法外，DQPSK信号还可以采用中频差分检测方法解调，并且三种解调方式是等价的。44图 6-27 DQPSK信号鉴频器检测 BPF限 幅FM鉴 频 器积 分清 除模2差 分解
40、 码信 号 输 入输 出4DQPSK并 /串变 换 6.4.3 DQPSK系统的性能系统的性能 在加性高斯白噪声信道条件下，采用基带差分检测，DQPSK系统的误比特率为 Pe=e-2r 4rnnnerIrI200)2(21)2()12(式中，r=，In是第一类第n阶修正贝塞尔(Bessel)函数。误比特率曲线如图 6-28 所示。对于基带差分检测来说，当收发两端存在相位漂移=2fT时，将会使系统误比特率增加，图 6-28 中给出了不同fT时的误比特率曲线。可以看出，当fT=0.025，即频率偏差为码元速率的2.5%时，在一个码元期间内将产生9的相位差。在误比特率为10-5时，该相位差将会引起 1 dB左右的性能恶化。0nEb图 6-28 DQPSK系统的误比特率曲线 4f T051015202510610510410310210110002468101214PeEbNo/dB
