1、第 7 章模拟调制与解调2023-1-23ppt课件2概 述l调制与解调 使高频信号（载波）的某一个或几个参量（幅度、频率、相位）按照频率较低的信息信号的变化规律改变，称为调制。调制后的高频信号称为已调波。从已调波中将原来的信息信号恢复出来称为解调。l调制与解调的目的 提高信息信号的频率，使它能够通过无线电波传输；改变信息信号占用的频带，充分利用整个无线电频谱宽度。2023-1-23ppt课件3l从载波改变的参量区分，可将调制形式分为幅度调制、频率调制、相位调制以及几种调制形式的混合；从信息信号和已调波信号的频谱关系区分，可以将调制形式分为线性频谱变换和非线性频谱变换两种。l已调波解调时，按照
2、是否需要原来的载波参与非线性运算，可将解调过程分为相干解调与非相干解调两大类。l调制与解调过程都是非线性过程，在已调波中具有原来载波和信息信号所不具有的频率成分。2023-1-23ppt课件4振幅调制l振幅调制l载波的振幅随调制信号幅度的变化而变化l振幅调制的形式l普通调幅 AM（Amplitude Modulation）l双边带调幅 DSB AM（Double Side Band AM）l单边带调幅 SSB AM（Single Side Band AM）l残留边带调幅 VSB AM（Vestigial Side Band AM）2023-1-23ppt课件5普通调幅 AMl载波信号l调制信号
3、l已调信号()cos(1cos)cos(1cos)cosAMCaCCaCCCaCvVk vtVVkttVVmttaaCVmkVcoscosCCCvVtvVt其中 称为调制系数，ka 称为调制灵敏度2023-1-23ppt课件6AM信号的波形l正常调制：ma1l通常 ma30minCCaaCCVVVmkVVvvAMttVCmaVC2023-1-23ppt课件7AM信号的频谱l单频调制CC-C+(1cos)coscoscoscoscoscos()cos()22AMCaCCCaCCaaCCCCCCvVmttVtm VttmmVtVtVt2023-1-23ppt课件8AM信号的频谱l频带调制C上边带下
4、边带载频BWmax22BW2023-1-23ppt课件9AM信号的功率l载波功率l边带功率l总功率l普通调幅的效率不高2(1)2aAMCSBCmPPPP22(cos)1()22CCCCCLLVtVPdtRR2222(coscos)1()()2222aCCSBCLaCaCLm VttPdt dtRmVmPR 2023-1-23ppt课件10例某AM发射机的载波发射功率为 9kW，当载波被频率1调制时，发射功率为10.125kW，试计算调制度m1。如果再加上另一个频率2的正弦波对它进行40%的调制，试求这两个正弦波同时进行调制时的总发射功率。2222120.50.4(1)(1)910.845kW2
5、222CmmPP解：频率1调制时，第二种情况下，1 和2 之间满足线性叠加关系，所以211(1)210.1252(1)2(1)0.59CSBCCmPPPPPmP2023-1-23ppt课件11双边带调幅 DSB AMl抑制载波，只发送上下两个边带信号l效率提高，带宽不变coscoscos()cos()22DSBaCCaaCCCCvmt VtmmVtVtC上边带下边带BW2023-1-23ppt课件12DSB AM 的波形tvDSB包络过零时载波反相包络过零时载波反相2023-1-23ppt课件13单边带调幅 SSB AMl抑制载波，仅发送一个边带（上边带或下边带）l效率提高，带宽减小cos()
6、2aSSBCCmvVtC上边带下边带BW2023-1-23ppt课件14残留边带调幅 VSB AMl在DSB中保留部分载频，SSB与DSB的一种折衷l比较容易解调，能够传送带有直流的信号2023-1-23ppt课件15不同形式的振幅调制比较l普通调幅：频谱利用率低、功率利用率低、调制电路简单、解调电路最简单l双边带调幅：频谱利用率低、功率利用率较高、调制与解调电路稍复杂l单边带调幅：频谱利用率高、功率利用率高、调制电路较复杂、解调较困难l残留边带调幅：频谱利用率高、功率利用率高、调制电路稍复杂、解调电路较简单2023-1-23ppt课件16振幅调制电路l低电平调制电路l利用非线性器件的乘法作用
7、构成调制l在小信号状态进行调制l高电平调制电路l利用丙类谐振功放的调制特性，作基极调制或集电极调制l电路简单、输出功率大、效率高l调制信号需要具有较大的功率2023-1-23ppt课件17一、高电平调幅1、基极调制lVBB 与 v 形成实际的基极偏压l晶体管工作在欠压状态vCvVBBVCCvAMC1C2C3()cosbbBBvtVVt普通调幅波的调制电路2023-1-23ppt课件18+vVBBICICVCCVCEVBE特点：所需调制功率相对较小 受调制特性非线性的影响，动态范围较小 工作于欠压状态，效率较低2023-1-23ppt课件192、集电极调制lVCC 与 v 形成实际的集电极偏压l
8、晶体管工作在临界过压状态vCvVBBVCCvAMC1C2()cosccCCvtVVt2023-1-23ppt课件20ICICVCE+vVCC特点：需要的调制功率较大 工作在临界过压状态，效率较高2023-1-23ppt课件213、双重调制l理想的高电平调制状态：效率高、线性好l影响高电平调制的因素：l工作在过压状态：效率高，但线性差l工作在欠压状态：线性好，但效率低l改善措施：双重调制l基极调制集电极调制l集电极调制集电极调制l特点：放大器始终工作在临界弱过压状态2023-1-23ppt课件22二、低电平调幅1、AMl实现原理l实现方案(1cos)cos(1)AMCaCCaCaCvVm Vtt
9、vm vvm v vmavvAMvC1mavvAMvC2023-1-23ppt课件232、DSB调幅l实现原理lvDSB=k v vCl实现方案kvvDSBvC2023-1-23ppt课件24例 用MC1496构成的AM和DSB调制器Pin10，载波输入 Pin1，调制信号输入调节 Carrier Null 电位器，可输出普通AM（有载波）或DSB（无载波）2023-1-23ppt课件25AM输出信号及其频谱DSB输出信号及其频谱2023-1-23ppt课件263、SSB调幅l实现原理1：滤波法lDSB电路边带滤波器l直接滤波难以在高频端实现，所以实际多在较低频率上实现SSB调制，再通过多次变
10、频与滤波，将载波频率升上去OSCBPFOSCBPFOSCBPF+2023-1-23ppt课件27l实现原理2：移相法 其中 ，,称为 v 的 Hilbert 变换 cosaCvm Vt1cos()211coscossinsin2211cossin22SSBaCCaCCaCCCCvm Vtm Vttm VttvtvtsinaCvm Vt2023-1-23ppt课件28OSC/2sin tsin tcos tcos t/2cos t+_vSSBcos tsin t sin tHilbert 变换要求对v 中的所有频率分量移相，对于一般的模拟信号来说，实现稍复杂2023-1-23ppt课件29l实现
11、原理3：相移滤波法OSC1/2sin1tsin1tsin tsin tcos1tcos1t sin tBPFBPFcos(1-tOSC2sin(1-t/2cos(1-tsin2tcos2tsin2tsin(1-t cos2tsin(2+1-t2023-1-23ppt课件30振幅解调振幅解调电路l需要与载波同步的参考信号l有乘积型和叠加型两种结构l适用于所有振幅解调 包络检波(非相干解调)l设备简单，无需其他信号l只适用于普通 AM 同步检波(相干解调)2023-1-23ppt课件31大信号峰值包络检波电路l二极管串联型电路lvi 大于二极管的导通电压（通常要求vi在1V以上）l viDCRLv
12、omax11,LLCR CR C2023-1-23ppt课件32大信号峰值包络检波电路的输出波形tv02023-1-23ppt课件33大信号峰值包络检波电路工作状态分析l大信号工作状态l二极管可以用折线近似 其中gD是二极管的正向电导,00,0DDDDDg vviviDvD1DDgr2023-1-23ppt课件34流过二极管的电流是导通角为q 的尖顶余弦脉冲，由于 3 时，很小，二极管上的损耗很小，大部分高频能量都消耗在RL上 Vim Vo22imAMiVPR根据能量守恒定律，忽略二极管上的损耗，PAM=Po，所以2ooLVPR2LiRR 2023-1-23ppt课件41大信号峰值包络检波的非
13、线性失真l惰性失真 产生原因：滤波电容C 的放电速率低于调制信号的下降速率tv02023-1-23ppt课件42调制信号的包络为()(1cos)mav tVmt()sinamv tm Vtt 包络的斜率为电容放电在 t=0 时有最大斜率，为01(1cos)LtR ComaLtV eVmttR C 要求不产生惰性失真，即要求0()LtR Cotv tV ett2023-1-23ppt课件43即求上式的极值可知，当cos t=-ma时存在极小值，此时有1(1cos)sinsin11cosmaamLLaaVmtm VtR CR Cmtmt不产生惰性失真的条件为21aLamR Cm2(max)(max
14、)(max)1aLamR Cm2023-1-23ppt课件44l底部切割失真 发生在采用交流耦合电容与下级耦合的检波电路中，输出波形底部被切割原因：耦合电容上的直流压降导致二极管截止viDCRLRgCCtv02023-1-23ppt课件45viDCRLRgCC对于调制信号 而言，C的阻抗很大，可以忽略不计由于CC要耦合调制信号，所以容量较大，可以认为在调制信号一个周期内，CC上的电压基本不变，大致等于载波电压的峰值Vm，所以在RL两端的直流电压为方向为上正下负LLRmLgRVVRR2023-1-23ppt课件46由于载波电压的最小值为 Vm(1-ma)，若二极管上的电压反偏，导致二极管截止，输
15、出被切割所以避免底部切割失真的要求是即(1)LmamLgRVmVRR(1)LmamLgRVmVRR/1gLgLaLgLgLRRRRmRRRRR对于调制信号()的交流电阻与直流电阻之比必须大于调制度2023-1-23ppt课件47实用的大信号峰值包络检波电路viDR1R2CCC2C1AGCR3C3VCC中频放大器部分AGC电路检波电路部分2023-1-23ppt课件48小信号平方律检波IDiDttviVDviDCRLVDQ平均电流偏置电压2023-1-23ppt课件49201222012202220222202.coscos.11()221 (1cos)211 (1)2coscos2222CDi
16、imCmCDDCmCaaCaaIaa va vaaVta VtII dtaa Vaa Vmtmaa Vmmtt组合频率：（幅度正比于2ma），2（幅度正比于ma2/2）非线性失真：，当 ma=0.3 时，等于7.5%24amVV2023-1-23ppt课件50二极管并联检波viDCRL+vi 为负时，二极管导通，电容C 上的电压始终近似于 vi 的峰值电压。vi 为正时，二极管截止，电容C 上的电压与 vi 叠加后加在 RL上。所以在 RL 上的峰值电压等于输入电压的2倍。在输出电压处加接低通滤波器，可以得到解调输出。tvi2023-1-23ppt课件51三极管检波VCCvoviICvotVB
17、Et2023-1-23ppt课件52同步检波l同步检波：将已调信号与载波进行非线性运算进行解调l同步检波的关键是得到与发送端相同的载波信号l载波恢复的方法lDSB AM 平方法（平方+锁相环提取）lSSB AM 1、发送导频信号，接受端用锁相环提取导频 2、直接在接收端产生稳定的本地振荡信号2023-1-23ppt课件53平方法载波恢复的原理222222222cos()coscos()cos1111 cos2()cos222221111 cos2()cos2cos2()cos24444DSBCCDSBCCCCCCCvVtVtvV VttV VttV Vtttt用锁相环（窄带滤波器）滤出2(Ct
18、+)成分，再二分频载频成分交叉乘积成分调制成分2023-1-23ppt课件54乘积型同步检波LPFvivovrDSB信号coscoscos()coscoscos()1 coscos()cos()2iiCrrrririrCrrirCrrCrrvVttvVtv vVVtttVVttt低频部分高频部分2023-1-23ppt课件55经低通滤波后1coscos()2oirCrrvVVtt若r=C、r=0，则正确解调若rC，则 ，解调信号被 调制若r0，则 ，检波效率下降1coscos2oirvVVtt1coscos2oirrvVVt2023-1-23ppt课件56SSB信号cos(),cos()cos
19、()cos()1 cos()cos()2iiCrrrririrCrrirCrrCrrvVtvVtv vVVttVVtt经低通滤波后1cos()2oirCrrvVVt若r=C、r=0，则正确解调若rC，则 ，解调信号产生频移若r0，则 ，解调信号产生相移1cos()2oirvVVt1cos()2oirrvVVt2023-1-23ppt课件57叠加型同步检波包络检波vivovrDSB信号由于vDSB+vC=vAM，所以通过包络检波可以得到解调信号2023-1-23ppt课件58SSB信号cos()cos()coscos()cos()SSBCCCCrrrrCrSSBmCvVtVttvVtVtvvVt
20、tt假设r=C由于包络检波对于载频的相位不敏感，所以不考虑相差，可以用本地振荡产生参考信号Vr VC vr+vSSB vSSBvrVm(t)t22222()(cos)(sin)12()cos()11cos()cos2CCmrCCrrrCCrrrVVvtVVtVtVtVVVVVttVV2023-1-23ppt课件592221()1cos()cos21cos(cos)2CCmrrrrCCrVVVtVttVVVVtVtV在叠加后的幅度中包含 和 2 的成分 ，当 VC Vsm，VrmVD(on)。对于频率c，电容C的容抗远小于电阻RL；对于频率，电容C的容抗远大于电阻RL。求输出电压表达式。vsvr
21、voRLRLCC2023-1-23ppt课件61解：这是一个用平衡调制解调电路同步解调SSB信号的例子，根据前面对平衡调制解调电路的分析，122()2 coscos()cos().DDDSLDSSDSLSLSiig v Stg Vtg Vtt在这个电路中，大信号是Vrmcosct，小信号是Vsmcos(c+)t，L=c，S=c+。由于输出部分电容C的滤波作用，只有低频部分才能够在电阻RL上产生压降，形成输出电压，所以上式中只有L-S项才有输出，即121222()cos()cos2cosDDoutDSLSDsmoDLDLDLsmoutoutiig Vtg VtviRiRg R Vt2023-1-
22、23ppt课件62角度调制l调频 FM（Frequency Modulation）载波的瞬时频率与调制信号成线性关系l调相 PM（Phase Modulation）载波的瞬时相位与调制信号成线性关系l记载波为 v=Vm cos (t)瞬时角频率为 (t)，则有l调频与调相，实际上都有相位的变化，统称调角波0()()()()(0)tdttdttd 2023-1-23ppt课件63调角信号的表示设调制信号为单频信号调频 瞬时角频率 (t)与 v(t)成线性关系，即其中 Dm=kfV 是载波的最大角频偏()cosvtVt()()coscosCfCfCmtk vtk VttD00()()cossint
23、tCmmCtddtt DD2023-1-23ppt课件64其中 为调频指数，表示载波的瞬时相位的最大偏移量注意：调幅系数 ma1，而调频指数 mf 经常大于1例如，FM广播，Dfm=75kHz，F=15kHz，mf=5()cos(sin)cos(sin)mFMmCmCfvtVttVtmtDmmffmFDD2023-1-23ppt课件65调相 瞬时相位 (t)与 v(t)成线性关系，即其中 mp=kpV 为调相指数，表示载波的瞬时相位的最大偏移量()()coscosCpCpCpttk vttk Vttmt()cos()cos(cos)pmmCpmCpvtVtk vVtmt2023-1-23ppt
24、课件66调频波与调相波的比较FMPM已调波调制指数瞬时频率瞬时相位最大频偏最大相移cos()mCfVtkvdmffmFDcos()mCpVtk vtppmk V()Cfk vt()Cpdkvtdt()Cftkvd()Cptk vtmaxmax()fkvtDmaxmax()pdvtkdtDmaxmax()fkvt dtDmaxmax()pk vtD2023-1-23ppt课件67KeylFM 与 PM 互为微积分关系l若以调制指数 m 代替调频指数 mf 或调相指数 mp，可以统一表达为()cos(sin)CmCvtVtmt2023-1-23ppt课件68调角信号的频谱单频调制()cos(sin
25、)cos(sin)cossin(sin)sinCmCmCCvtVtmtVmttmtt021cos(sin)()2()cos(2)nnmtJmJmnt210sin(sin)2()sin(21)nnmtJmnt其中20(1)2()!()!nmnnnmJmm nm为以m为宗量的第一类贝塞尔函数2023-1-23ppt课件690510152010.500.51mJ0J1J2J3J4J5贝塞尔函数贝塞尔函数2023-1-23ppt课件70前几个贝塞尔函数的值m=0.5m=1m=2m=5m=10J00.940.770.22-0.18-0.25J10.240.440.58-0.330.04J20.030.1
26、10.350.050.25J30.020.130.360.06J40.030.39-0.22J50.26-0.23J60.13-0.01J70.050.22J90.020.322023-1-23ppt课件71021210()()2()cos(2)cos2()sin(21)sinCmnCnmnCnvtVJmJmnttVJmntt11coscoscos()cos()21sinsincos()cos()2()(1)()nnJmJm()()cos()CmnCnvtVJmnt根据2023-1-23ppt课件72调角信号的特征l具有无穷多个边频分量，分布在C两侧l由于第一类贝塞尔函数的性质 ，上下边频振幅
27、相等，n为偶数时相位相同，n为奇数时相位相反l由于第一类贝塞尔函数的性质 ，调制指数m的改变引起边频功率分配的改变，总功率不变。已调波的总功率恒等于载波功率1()(1)()nnJmJm 2()1nnJm2023-1-23ppt课件73单频调制的带宽l无穷多分量，实际计算时忽略幅度小的边频分量l当m 1的边频有 Jn0，所以只取一对边频 BW 2Fl当m110时，若考虑包含1015载频幅度以上边频信号（相当于考虑载波能量的9899），则 BW 2(m+1)Fl当m 10时 BW 2mF2023-1-23ppt课件74频带调制的带宽l调频信号由于 即 ，当F 增加时，mf下降，而 所以在频带调制时
28、，BW 的增加不大，具有恒定带宽特性l调相信号由于mp=kpV，与F 无关。当F 增加时，mp保持不变，所以在频带调制时，带宽 BW 与调制频率 F 成正比,2ffffk Vk Vmm F2(1)2(),11022,10fmffmfmFfFmBWm FfmDD2023-1-23ppt课件75CC+1C+2CC+1C+2调频波的频谱调相波的频谱2023-1-23ppt课件76实际生活中的调频信号lFM广播，88108MHzl单声道：最大调制频率Fmax=15kHzl最大频偏Dfm=75kHzlBW=2(75+15)=180kHzl立体声：最大调制频率Fmax=53kHzl最大频偏Dfm=67.5
29、kHzlBW=2(67.5+53)=241kHzl电视伴音l最大调制频率Fmax=15kHzl最大频偏Dfm=50kHzlBW2(50+15)=130kHz2023-1-23ppt课件77调频信号产生原理与电路l直接调频l变容二极管直接调频l电抗管直接调频l张弛振荡器直接调频l锁相环调频l间接调频调相电路调相电路积分电路积分电路vCvvFM压控振荡器调频2023-1-23ppt课件78变容二极管直接调频电路L、C1、C2 构成电容三点式振荡电路C3、D 与C1、C2 并联变容二极管上叠加有直流偏置电压VDQ与调制信号电压vLC1C3C2DvVCC2023-1-23ppt课件79LC1C3C2D
30、+vVDQ00cos(1cos)(1)(1)jjjQjDQDQDDCCCCVvVVtMtVV0()jjQDQDDCCVVVDQDVMVV其中，称为结电容调制度2023-1-23ppt课件801212jC CCCC211()(1cos)(1cos)CjjQtMtLCLCMt假定C3很大，又有 ，则上式称为变容二极管的调制特性方程其中 ，是处于静态工作点时的振荡频率1CjQLC当 =2 时，获得线性调制2023-1-23ppt课件81实际的变容二极管直接调频电路l变容二极管部分接入当 C3 较小，与 Cj 相比不可忽略时，有312123312123(1cos)11()(1cos)()(1cos)j
31、jjjQjQjQC CC CCCCCCCCMttLCC CMtC CLCCCCMt2023-1-23ppt课件82变容二极管部分接入的LC谐振回路的频率以及频率变化率与调制电压的关系：0.400.400.4=3=2=3v/(VDQ+VD)v/(VDQ+VD)f /f00.91.1100.10.30.2D(f/f0)Dv/(VDQ+VD)=0.5=0.5=1=2=10.4123()jQCCCC2023-1-23ppt课件83l变容二极管背靠背连接对于高频载波来说，D1D2反向串联，所以由于高频载波电压造成的电容变化相互抵消，可以减轻寄生调制效应LC1C3C2+vVDQD1D22023-1-23p
32、pt课件8410p33p15pv12V15p1k1n4.3k10k1n1n201.21nvFM10k2k1210k1实际电路例子2023-1-23ppt课件85l石英晶体与变容二极管联合使用l石英晶体等效成一个电感l频率稳定性很好l频偏很小（Df iZ，Z1Z2 时2212112CZCmmmiiiZZigvgvZZZvZZig Z2023-1-23ppt课件89l由电抗管构成电抗元件1212121211,1,mmmmZZRZj Cj g RCj RCZRZZj Cgj LZj LZRZg RRZRZj LZj g L电容电感电感电容2023-1-23ppt课件90VCCv实际电路的例子变压器反
33、馈振荡电路 电抗管2023-1-23ppt课件91张弛振荡器直接调频电路l非正弦振荡器l三角波、方波l一般需要通过滤波器取出基频后输出l频偏较大l线性好l电路便于集成l单独使用时频率稳定度不高，一般都组成锁相环应用2023-1-23ppt课件92锁相环调频电路l载频用石英晶体振荡器，稳定可靠l采用压控多谐振荡器，频偏大，线性好l锁相环工作在载波跟踪状态l最大频偏受压控振荡器频率范围以及鉴相器鉴相范围限制调制信号已调信号载波信号2023-1-23ppt课件93调相电路与间接调频电路l调相电路l矢量合成法调相l可变移相法调相l可变延时法调相l间接调频电路：调制信号积分后，对载频进行调相l载波振荡器
34、与调制信号分开，C不受调制信号影响，精度高、稳定性好l最大频偏比较小，只能产生窄带 FM 信号l要得到宽带 FM 信号，需要在后级采用倍频和混频等措施2023-1-23ppt课件94可变移相法调相电路（直接调相）载频振荡器=f(vVmcosCtvPMv实际电路原理2023-1-23ppt课件95利用LC回路失谐时的相位变化实现调相谐振时相移为0失谐时产生相移2023-1-23ppt课件96当C Cj 时，LC回路的谐振频率可表述为22011()(1cos)(1cos)CjjQtMtMtLCLC0()(1cos)2CCtMtD当结电容调制度 M 1 时LC回路失谐时的相移可表述为02arctan
35、arctan()arctan(cos)QQ MtD 当/6 时，tan，所以cosQ Mt QDVMVV2023-1-23ppt课件97可变移相法的特点：由于移相依靠LC回路的谐振特性实现，所以要获得 与调制信号成正比（即线性调相）的特性，必须满足相移幅度小于/6即30度的限制。2023-1-23ppt课件98矢量合成法调相电路cos(cos)coscos(cos)sinsin(cos)PMmCpmCpmCpvVtmtVtmtVtmt调相信号的表示：cos(cos)1sin(cos)cospppmtmtmt当窄带调相时，mp很小(mp C，2 1，M 很小，则111vij L次级感应电势为21
36、11Mej MivL2023-1-23ppt课件11421212222222211221122211()111111()evMiLrj LrjLj CCMMvijvjQvj CCLLjrjLC 02 22 20112,QQC rC rD其中频率特性2111()1vMH jjQvLj 显然，双谐振移相网络的相频特性与单谐振电路一致：1、输出电压与输入电压之间存在 /2 的固定相移2、当D 较小时，附加相移 D 与瞬时频偏成正比2()()CQttDD2023-1-23ppt课件115正交鉴频器LPFv1v2vo移相k调频信号v1经过移相网络成为调相信号v2，两个信号相互正交且有正比与输入频偏的附加
37、相移 采用乘积型鉴相器检出附加相移，实现鉴频 常用于集成电路2023-1-23ppt课件116例 正交鉴频器，载波频率为10.7MHz，最大频偏Dfm=75kHz。若要求非线性误差不大于2%，试讨论满足线性鉴频条件时对于频-相变换网络的Q值要求以及鉴频跨导。乘法器低通滤波器voC2C1LvFM2023-1-23ppt课件117Q 18.5能够满足线性鉴频条件解：频相变换网络的非线性误差为02QDD0212QD600310.7 100.130.1318.52475 10mfQf DDarctan()|DDD要求误差小于2，可得D /12 频-相变换网络的相移2023-1-23ppt课件1180o
38、dffdvgdf02QDD1212012ofvvkVVkVV QfDDD120odvkVV QgffDD鉴频跨导也称鉴频灵敏度，是指输入调频信号的单位频偏所产生的鉴频输出电压，即其中V1V2是进入乘法器的两个信号电压幅度，k是乘法器的增益系数。代入前面的结果，有612(1.7 10)odvgkVVfDD2023-1-23ppt课件119l叠加型鉴相器包络检波v1v2voV1V2VoD1122122122121222122212122212cos,sin()2(1sin)(1sin)CCovVtvVtVVVvvVVVVVVVVVVDDD叠加型鉴相器的输出幅度中含有正弦鉴相成分。当 D /12 时
39、，可以近似为线性鉴相特性2023-1-23ppt课件120平衡叠加型鉴相电路22121222122212122212122212(1sin),(1sin)2sinoVVvVVVVVVvVVVVVVvvvVVDDD正弦鉴相特性。当 D /6 时，近似为线性鉴相特性其中 是包络检波器的效率2023-1-23ppt课件121平衡叠加型鉴相电路的矢量关系2023-1-23ppt课件122互感耦合的叠加型相位鉴频器双谐振回路移相网络注意v1与v2正交包络检波121222221212222sinCVVVVQvVVVVDD2023-1-23ppt课件123电容耦合的叠加型相位鉴频器C2vD2D1VCCC5C
40、3C4C1L1L2R1R3R2v1v2v+-v+-单谐振回路移相网络注意v1与v2正交包络检波2023-1-23ppt课件124比例鉴频器双谐振回路移相网络包络检波v2T1C01v2C02v1vT2D2D1+-+-C1C2R1R2C3VCCL1-1L1-2v+-v+-vFM2023-1-23ppt课件125221211222122212212221222312121223212212(1sin)(1sin)2111()(|)sin222CCCCCCCCCVVVvVVVVVVVvVVVVVVVVVVVvVVVVvvVVDDD由于C3较大，VC3基本不变，此即V1与V2基本不变，所以比例鉴频器具有
41、自限幅功能1212222212122CVVVVQvVVVVDD当相移较小时2023-1-23ppt课件126脉冲计数式鉴频电路过零检测低通滤波脉冲成形vv2vFMttv2vFMv2023-1-23ppt课件127锁相环鉴频电路l锁相环的闭环带宽大于调制信号频率l输入调频信号的最大频偏引起的输入鉴相器信号的相位差小于鉴相器的线性鉴相范围l满足上述条件后，锁定状态下压控振荡器的控制电压跟随调制信号变化l工作稳定可靠，便于集成2023-1-23ppt课件128锁相鉴频的数学模型l结构l数学模型PDLFVCOvFMvKd sin Kf(p)Ko/pqivqovC2023-1-23ppt课件129cos
42、sin()sin()cosmFMmCmiimvVttttpttDDqqDsin()()()()1sin()()/sin()()/1()1sin()()/cosdefCidefodefoidefoomoKKpvttKKpKpKKpKpptKKpKp KtKqqqqqqD当输入信号调制频率 远小于锁相环闭环自然频率 n 时，1，此时 vC(t)就是解调输出锁相环闭环传递函数调制信号2023-1-23ppt课件130例 用集成锁相环设计FM解调器 用 NE564 设计 FM解调电路，输入信号幅度大于200mV，载频 f0=1.20MHz，调制频率 20Hz20kHz 可变，最大频偏 100kHz。N
43、E564 本身带有缓冲输出，但是需要在输出接一个低通滤波器以滤除毛刺。实际电路如下：环路滤波器2023-1-23ppt课件131设计过程：l按照自由振荡频率等于载频的原则设计VCO的定时电容，并确保VCO的输出频率范围大于输入信号的最大频偏。实际设计的VCO同步带约为1.2MHz400kHz。l按照锁相环的闭环带宽远大于调制信号的最高频率原则设计环路滤波器，实际设计的闭环带宽大约是80kHz，是最高调制频率的4倍。l按照调制信号的最高频率设计后续的低通滤波器，实际设计的是二阶低通，-3dB频率约为22kHz。实测结果：l在给定的条件下可以正常解调。2023-1-23ppt课件132锁相环FM解
44、调电路中的解调范围的讨论l本设计输入信号的最高调制频率20kHz，最大频偏100kHz。实际设计的锁相环闭环自然频率n大约是80kHz，实际测试表明可以正常解调。l为了进一步讨论解调范围与自然频率n的关系，先看两个实际测试结果：l若保持最大频偏不变，将最高调制频率升高到大约接近48kHz时，锁相环无法继续工作。1.若将最大频偏增大为300kHz，则最高调制频率升高到大约17kHz时，锁相环无法继续工作。2023-1-23ppt课件133输入调频信号的最大相移为输出（反馈）信号的最大相移为所以，输入鉴相器的两个信号的最大相位差为由于|随调制频率F 增加而下降，所以Dq 随 F 增加而增加。同样，
45、最大频偏 Dfm上升也会引起相位差Dq 增加。若这个相位差大于鉴相器的鉴相范围，锁相环就无法继续锁定。从这里也可以得到已知调制度 mf 后对于n 的要求。maxmifFDqmaxmaxmoifFDq qmaxmax(1)miofFDDqqq2023-1-23ppt课件134限幅电路l二极管限幅电路vovivovi2023-1-23ppt课件135l差分限幅电路voviVCC当输入电压大于100mV后，由于差分电路的限幅特性，集电极电流的顶部被削平，导致输出电压基波分量的幅度趋向稳定。多用在集成电路中。2023-1-23ppt课件136鉴频器的门限效应l门限效应当调频信号的信噪比降低到一定程度（
46、门限）以后，信号将突然恶化，以至于无法收听l原因，用矢量图说明如下高信噪比情况，合成矢量的 D 变化不大，=d/dt 的变化也不大载频矢量合成矢量噪声矢量噪声矢量的轨迹2023-1-23ppt课件137低信噪比情况，D 变化很大，导致=d/dt 的变化也很大，收音机中听到成片的“喀喇”声噪声矢量的轨迹载频矢量噪声矢量合成矢量2023-1-23ppt课件138l门限效应的解决一般采用预加重和去加重技术来对抗调频制中的门限效应l由于调频制的噪声功率一般集中在调制信号的高频端，若在发送端将调制信号进行预加重处理（提升高频分量），而在接收部分进行去加重处理（降低高频分量），可以有效遏制噪声的影响噪声功
47、率2023-1-23ppt课件139l预加重和去加重网络11122121/21/2(/)fRCfRR C11122221/2()1/2fRR CfR CCf2f1R2R1Cf2f1R2R1在调频广播中，取1=75s，2=10s2023-1-23ppt课件140本章习题6.4 6.6 6.7 6.8 6.10 6.13 6.15进阶练习题1、用锁相环构成鉴频电路，试讨论该调频波的调制信号频率Fmax与调制度mf 等参数与锁相环的闭环传递函数形式、自然频率n与阻尼因子z 等参数之间的关系。2、用锁相环提取调频波中的载频，试讨论该调频波的调制信号频率Fmax与调制度mf 等参数与锁相环的闭环传递函数形式、自然频率n与阻尼因子z 等参数之间关系。以上两题，最好能用图表或实例说明。第7章结束
