1、常用传播模型Longley-Rice ModelDurkins ModelOkumura Model Hata ModelPCS extension to Hata ModelWalfisch and Bertoni Model Wideband PCS Microcell ModelLongley-Rice 模型用地形地貌的路径几何学（主要是双线地面反射模型）预测地平线以内的信号场强。用Fresnel-Kirchoff刃形模型估计孤立障碍物的绕射损耗。用前向散射理论预测长距离对流层散射损耗用改进的Van der Pol-Bremmer方法预测双地平线路径的远地绕射损耗。适用范围：点对点通信系
2、统，40MHz100GHz缺点：没有提供接收环境（建筑物、树叶等）因素的修正，没有考虑多径传播的影响改进与修正（城区因子）：接收天线区域的杂波引起的损耗Durkin 模型类似Longly-Rice模型，可用于不规则地形的场强预测。优点：利用数字地形图可以计算特定位置的传播特性，精度可在几个dB。缺点：不能充分预测建筑物、树叶以及其他人为建筑对传播的影响。同样也没有考虑多径的影响。2维栅格数据地形数据的表征视距传播的算法多峰绕射的算法Okumura模型使用最广泛的城区信号中值损耗预测模型适应范围150MHz1920MHz，可扩展到3000Mhz距离1km100km基站天线高度30m1000m50
3、()(,)()()FmutereareaL dBLAf dG hG hG50()(,)()()FmutereareaL dBLAf dG hG hGLF：自由空间传输损耗Amu：相对于自由空间的基本中值损耗，中等起伏地形传播损耗的中值。G(hte)：基站天线高度增益因子G(hre)：移动台天线高度增益因子Garea：环境类型（地形、地物）增益 fd.dBLfslg20lg204432中等起伏地形上传播损耗的中值基本中值 Amu(f,d)与频率、距离的关系曲线基准天线高度：基站为200m，移动台天线高度为3m曲线上读出的是基本损耗中值大于自由空间传播损耗的数值随着频率升高和距离增大，市区传播基本
4、损耗中值都将增加7060d/km5040302010100200300500 700 10002000 30001009080706050403020105321d/km1009080706050403020105321频率f（MHz）市区hb 200 mhm 3 m中值损耗A（f,d)(dB)Okumura模型的应用计算自由空间的路径损耗由Okumura曲线查基本中值损耗计算或查表得到天线高度增益因子()20log301000200tetetehG hm hm10log33()20log3103rererererehhmG hhmhmmOkumura模型的应用查表得到环境（地形、地貌）修正因
5、子修正因子的种类天线高度增益因子街道走向修正曲线郊区修正因子开阔地、准开阔地修正因子丘陵地的修正因子孤立山岳修正因子斜坡地形修正因子水陆混合路径修正因子Okumura 模型的特点与不足Okumura 模型对地形、地物进行分类，使用完全客观的实验数据使其能在相应的环境下获得较准确的预测，因此得到广泛的应用。完全基于测试数据，不提供任何分析解释。许多情况通过外推曲线来获得测试范围以外的值，尽管这种外推法的正确性依赖于环境和曲线的平滑性。模型本身也有不足，如对地形的定性划分不可避免地导致对通信环境的主观判断。对城区和郊区快速变化的反应较慢。下一页回目录上一页Hata模型Hata模型是针对Okumur
6、a图表给出的路径损耗的经验公式，适用于1501500 MHz频率范围。市区路径损耗标准公式a(hre)是移动台的有效天线高度的修正因子d的单位Km50()()69.5526.16log13.82log()(44.96.55log)logctereteLurban dBfha hhd移动台的有效天线高度的修正因子中小城市大城市228.29(log1.54)1.1300MHz()3.2(log11.75)4.97300MHzrererehdBfca hhdBfc()(1.1log0.7)(1.56log0.8)rerea hfchfcdB郊区与农村的路径损耗郊区路径损耗农村路径损耗25050()(
7、)2 log/285.4LdBLurbanfc25050()()4.78 log18.33log40.94LdBLurbanfcfcHata模型的PCS扩展50(43.633.9log13.82log()(44.96.55log)logctrtMLurbanfha hhdC）u将Hata模型的应用范围扩大到2GHz03MdBCdB；中等城市或郊区；市中心下一页回目录上一页其它室外模型Walfish和Bertoni模型考虑了屋顶和建筑物高度的影响。宽带PCS微蜂窝模型LOS环境，地面反射双线模型最佳OBS环境，简化的对数距离路径损耗模型最佳室内传播模型 随着PCS系统的使用，室内无线传播情况受到
8、人们的重视。主要特点：(机理同室外：直射、反射、绕射和散射）覆盖距离小，远场条件难以满足；环境变动大，如：开关门、物品布局、人员走动等。考虑因素：分隔损耗：同楼层、不同楼层的隔墙材料、类型。建筑物外部面积/材料、建筑物类型、窗口大小/数量。下一页回目录上一页室内传播模型对数距离路径损耗模型n依赖于周围环境和建筑物类型，X标准差为的正态随机变量。n，可查表得到。Ericcson多重断点模型适用于多层办公室建筑。模型假定参考距离处的衰减为30dB，频率为900Mhz。下一页回目录上一页00()()10 log()dPL dBPL dnXdEriccson多重断点模型衰减因子模型nSF同层路径损耗指
9、数，FAF不同层附加损耗nMF表示基于测量的多楼层路径损耗指数n可以通过查表获得返回目录下一页回目录上一页()(0)10log()0SFdPL dPL dnFAFd()(0)10log()0MFdPL dPL dnd其它移动通信信道背景随着移动通信业务的发展，移动通信的服务范围也日益扩大。在陆地、海上和空中都获得了广泛应用，正逐步由室外扩展到室内(如办分室、住宅、车间、商场等)从地上扩展到地下（如地铁、坑道、隧道、矿井等）从中小城市扩展到边远地区（如矿山、林区、沙漠、草原等）要在不同环境中实现移动通信，首先必须了解无线电波在该环境中的传播方式和传播特性。下一页回目录上一页建筑物的穿透损耗无论哪
10、种通信系统只要无线电波要穿过墙壁或楼板才能通信时，就必须存在电波的穿透损耗，即建筑物的穿透损耗。人们对电波由建筑物外部进入室内的穿透损耗进行了大量的测试和研究。通常规定，用建筑物附近道路中央的场强与在室内不同楼层中测得的场强之差表示此穿透损耗。下一页回目录上一页建筑物的穿透损耗影响因素：建筑物高度工作频率基站天线高度结论：f损耗层高的影响：Walker测试:115层：每层减少1.9dB，15层以上递增；Tutkmani测试19层：每层减少2dB，9层以上递增；其它影响因素：有无窗口（差6dB）、窗体占墙面的百分比、窗体材料等。下一页回目录上一页限定空间中的电波传播限定空间是指无线电不能穿透的场
11、所。在限定空间中，因为电波的传播损耗很大，因而通信距离很短。在限定空间内，为了增加通信距离，常用导波线传输方式。常见的导波线有两种：平行双导线和泄漏同轴电缆。下一页回目录上一页海上移动信道的特点海上移动通信一般是指路上基站与船、舰之间的通信，其电波传播路径几乎都是海面，传播条件优于陆地。当传播路径上没有岛屿等障碍物时，传播损耗可按平滑球面大地的传播理论进行分析。下一页回目录上一页航空移动信道的特点对于航空移动信道来说，电波在空间传播与在海上传播相似，且还优于在海上传播。因而在同样条件下，通信距离较远。空中传播的信号场强会随气象条件的变化而变化。由于飞机的飞行速度很快，信号场强将随时间和空间位置
12、的变化而急剧变化，并造成场强中值的快速变化。下一页回目录上一页卫星中继信道是无线电接力信道的一种特殊形式，由通信卫星、地球站、上行线路及下行线路组成。主要特点：卫星与地球站之间的电波传播路径大部分在大气层以外的空间，其传播损耗可近似按自由空间作估算。传播距离远，损耗较大，时延较大。地球站至卫星的仰角较大，不易受地面反射的影响，缓解了多径效应引起的快衰落。地球站附近的高大建筑物造成的阴影效应仍会引起慢衰落。工作频率超过 1GHz 时，因雨雪等原因将产生附加的传输损耗。下一页回目录上一页卫星中继信道卫星中继信道优越性传输距离远覆盖地域宽传输特性较稳定这些特性对于建立覆盖全球的移动通信网来说有很大吸
13、引力。因此人们对低轨道卫星通信系统产生浓厚的兴趣。返回录下一页回目录上一页小尺度衰落与多径效应小尺度衰落的类型小尺度衰落的模型概 述小尺度衰落，简称衰落，是指无线电信号经过短时间或短距离传播后其幅度、相位（多径时延）的快速波动。多径效应移动信道的多径传播造成了小尺度衰落效应衰落是同一传输信号沿两个或多个路径传播，以微小的时间差到达接收机时，信号之间相互干涉引起的。这些波称为多径波。三个主要效应经过短距或短时传播后，信号强度急速变化；在不同多径信号上，存在多普勒频移引起的随机频率调制；多径传播时延引起的时延扩展。三种弥散 时间弥散，Time dispersion频率弥散，Frequency di
14、spersion角度弥散，Angular dispersion三种选择性衰落频率选择性衰落，Frequency selective fading时间选择性衰落，Time selective fading空间选择性衰落，Space selective fading三种分集方法频率分集，Frequency Diversity时间分集，Time Diversity空间分集，Space Diversity 发送/接收分集，Transmit/Receive Diversity,极化分集Polarization Diversity 分集合并方法最大比合并，MRC(Maximum Ratio Combini
15、ng)等增益合并，EGC(Equal Gain Combining)选择合并，Selection Combining 小尺度衰落的影响因素与模型多径传播；移动台的运动速度；环境物体的运动速度；信号的传输带宽（相对于相干带宽）小尺度衰落模型2()(,)(,)jRped d d 移动通信系统参数信号带宽，Signal bandwidth符号速率，Symbol rate Rs(Symbol period Ts)数据速率，Data rate R信号功率，Signal power性能需求，Performance requirements移动多径信道参数多径传播，Multipath propagation
16、时间扩展，Time spread 频率扩展，Frequency spread角度扩展，Angular spread频率扩展多普勒频移，Doppler shift22coslt11 2cos22coscoscdtfttf多普勒频移示意图移动信道建模线性时变信道模型：冲激响应参数：时变位置多径信道的冲击响应模型 是实际信号幅度 是附加时延1ii0(,)(,)exp(2()(,)()Nbiciih ta tjfttt(,)a ti()tt时刻第i个多径分量的幅度t时刻第i个多径分量的附加时延t时刻第i个多径分量信道的附加相移第i个多径分量自由空间传播的附加相移射频系统的复基带模型时变冲激响应带宽与接
17、收功率之间的关系实际无线通信系统中，一般采用信道测量技术来获得多径信道的冲击响应脉冲测量信号（宽带）连续波测量信号（窄带）脉冲测量设输入信号为P(t):脉冲宽度为Tdd，重复周期为TREP的基带脉冲序列。TREP 附加时延max令则低通信道输出()Re()exp(2)cX tp tjf tmax()2/0bbbbP tTtT 1()exp()()2iiiir tajP t脉冲测量为确定t0时刻的接收功率，须测出功率 信道瞬时多径功率延迟分布 20r t maxmaxmax2*0max000max0220max02max0max1()()()11exp()411()()()()041()2jij
18、ijiijkkjibbjikbbkkkbbr tr t r t dtata tP tP tjdta tP tdtijTP tP tTa trect tT，max2020()kkdta t接收信号总功率与多径分量各自的功率之和有关脉冲测量假设多径分量接收功率为一个随机过程（各分量有随机分布的幅度和相位），可以证明脉冲测量信号的平均小尺度接收功率为：2,2,()aiiiaWBiiEaexp jEPa连续波测量令测量信号的复包络为：c(t)=2则瞬时接收信号的复数形式为：信道输出功率平均接收功率为：路径幅度相关系数 exp,iiir tajt22()exp(,)iiir tajt2,2exp()2c
19、osiaCWaiiiijijiijEPEajarijaijrEa a带宽与接收功率之间的关系当此种情况出现在：u多径分量的相位分布在0,2u不同路径分量的幅度互不相关（这两个条件对大多数环境都成立）2,cos00ijijaCWiirEPa或 时，结论：接收的宽带和窄带信号的平均总功率是相等的；当传输信号的带宽远远大于信道带宽时，接收机可分离多径分量；反之，多径分量不可分离，并会导致大幅度的衰落。测量的冲激响应时间弥散参数平均附加时延 Mean excess delay的定义为功率时延分布的一阶矩Rms 均方根时延扩展，Rms delay spread为功率时延分布的二阶矩 22()()kkkk
20、kkkkkkaPaP 22222()()kkkkkkkkkkaPaP 22时散参数的解释k是第一个多径分量信号到达后测得的时间即0=0 和都是根据功率时延分布定义的的典型值：室内ns级，室外s级相干带宽的定义定义：在该频率范围内，信道是平坦的。即：所有谱分量以“几乎”相同的增益和线性相位通过信道（统计意义上的）换句话说：相干带宽是一特定的频率范围，在该范围内，任意两个频率分量具有很强的幅度相关性；超出该范围的两个频率分量受信道影响的关系不大。相干带宽要求频率分量的相关函数大于 0.9要求频率分量的相关函数大于 0.5注：相干带宽与均方根时延扩展之间并不存在确切的关系，上面的式子仅仅是估计值。1
21、50cB15cBDoppler 扩展与相干时间时延扩展和相干带宽参数是用于描述信道色散的两个参数，但它们并未提供描述信道时变特性的信息。信道的时变特性主要是由于移动台与基站之间的相对运动引起的，或是由电波传播路径上的物体的运动引起的。即时变特性的主要原因是“运动”，因此可用多普勒扩展和相干时间来描述小尺度内信道的时变特性。Doppler 扩展定义：为一频率范围，在此范围内接收的多普勒谱有非零值。设发送信号为正弦波，则接收信号的频率为：最大频移即为coscdcvffffcDvfvBC相干时间的定义相干时间定义：信道的冲击响应维持不变的时间间隔的平均值。换句话说：相干时间是一段时间间隔，在此间隔内
22、到达的两个信号具有很强的幅度相关性；超此间隔到达的两个信号相关性很小。Doppler 扩展与相干时间相干时间的定义 fm为Doppler频移要求频率分量的相关函数大于 0.5时普遍的定义方法，上述两式的几何平均1cmTf90.17916cmmTff29910.4231616mcmmTfff多普勒扩展的时域表示描述信道频率色散在时域的时变特性Thank You See you next week!小尺度衰落与多径效应 直接射频脉冲测量信道直接射频脉冲测量信道特点：可直接得到信道冲击响应与探测脉冲卷积结果的平方值，提供本地功率延迟分布；系统组成简单。主要问题：受干扰与噪声的影响严重；依赖于第一个到
23、达的分量触发示波器的能力；采用包络检波器，系统接收不到多径分量各自的相位（如采用相关检测器可弥补这一不足）；扩频滑动相关器信道测量第三节 小尺度多径测量原理：2sin()()()222cccccbbccbbff TS fff TBWRTRPGTR发送信号功率谱：带宽：处理增益：基带信号持续时间222/ccTCTR可检测的多径分量时间间隔第三节 小尺度多径测量 最大相关时间：cclTTlR/实际传播时间示波器观测时间实际传播时间与示波器观测时间的关系：码元间隔序列长度滑动因子PN序列长度与最大传播时延的关系：maxseqcseqPNTlPNPN序列的时间长度：最大传播时延：扩频滑动相关器信道测量
24、优点：有良好的抗干扰能力；灵敏度可调（通过调整滑动因子和窄带滤波器实现）；需要较小的发射功率。缺点：不是实时的；无法测量多径分量的相位。频域信道探测频域信道探测问题：要求收发之间要精确同步，因此仅适合近距离测量（如：室内信道模型的测量）；非实时性（扫描完整个频段需要一定的时间）对于时变信道，为了提高扫描速度：快扫描对设备的响应要求高；减少频率台阶数降低了时间分辨率，增大附近时延范围。Measured power delay profilesMeasured power delay profilesIndoor Power Delay ProfileTypical RMS delay sprea
25、ds小尺度衰落类型平坦衰落，Flat fading 频率选择性衰落，Frequency selective fading 快衰落，Fast fading慢衰落，Slow fading小尺度衰落的类型在无线通信信道中：多径时延扩展时间色散 多普勒频移频率色散 这两种特性对信号的影响是不同的，而信号又有窄带和宽带之分。因此不同信道特性和信号特性的组合，会产生四种小尺度衰落类型。即：多径时延扩展平坦衰落或频率选择性衰落多普勒频移快衰落或慢衰落多径时延扩展产生的衰落效应平坦衰落产生条件：无线信道的相干带宽信号的带宽或：无线信道的均方根时延扩展信号的符号周期特点：由于BsBc，因此信号不会产生失真。但由
26、于信道是时变的，其增益会随时间的变化而变化，因此信号幅度会随时间的变化而变化。幅度：服从瑞利分布；相位：均匀分布。cssBBT或多径时延扩展产生的衰落效应平坦衰落图解多径时延扩展产生的衰落效应频率选择性衰落产生条件：无线信道的相干带宽信号的符号周期特点：由于BsBc，信道对信号S(t)不同的频谱分量的增益和相位的作用不同，导致信号失真。通常情况下，如果 就认为信道是频率选择性衰落（这一范围与调制类型有关）cssBBT或10sTFrequency selective fading多普勒频移扩展引起的衰落效应快衰落 Fast fading产生条件：信道的多普勒扩展信号的带宽或：信道的相干时间信号的
27、符合速率(周期)含义：信道的的冲击响应在信号的符合周期内快速变化，或载频的变化范围大于信号的带宽（或两者可比拟）。注：当信道被认为是快/慢衰落时，一般不再称其为平坦衰落或频率选择性衰落。scsDTTandBB多普勒频移扩展引起的衰落效应慢衰落，Slow fading产生条件：信道的多普勒扩展信号的符合速率(周期)含义：信道的冲击响应变化率比发送的基带信号变化率低得多，或载频的变化范围远小于信号的带宽。scsDTTandBBTwo independent fading issuesTwo independent fading issues瑞利衰落分布（1）一、瑞利衰落分布：对于平坦衰落信道，接收
28、信号由N个多径信号构成。这N个信号的幅值和相位都时随机的，且统计独立。0000000()exp()exp()exp()expiiS tajtS tajjtxjyjt设发射信号为：则接收信号为：cossiniiiixajyaj其中：常用于描述平坦衰落信号的统计时变特性的一种分布类型瑞利衰落分布（2）可见，x和y也是N个独立的随机变量之和。概率的中心极限定理：大量的独立随机变量之和的分布趋于正态分布。故x和y的分布为正态分布且相互独立。2222221()21()2xyxxyyp xep ye瑞利衰落分布（3）22221(,)()()exp()22xyxyp x yp x p y通常，222rxyy
29、a gxrct令，包络附加相位222222200(,)exp()22()(,)exp()(0)21()(,)(02)2rrp rrrp rp rdrpp rdr 则：可见：r服从瑞利分布；服从均匀分布瑞利分布的特性（1）1.包络不超过R的概率：2.r=时，p(r)取最大值：3.r/o1 1.177p(r)2/1e1220()()1 exp()2RRP Rp r dr 1.177012ln21.177()21.1771.17750rrp r drrr时,即：和的概率各占011()()exp()2RPp r dr瑞利分布的特性（2）4.包络的均值：5.均方值与方差：6.r 的概率：1exp(-1/
30、2)=0.39222022222()2()(2)0.42922rE rr p r drE rE r均方值：方 差：0()1.25332rE rrp r dr直流分量(中值)瑞利分布的特性（3）结论：对于平坦衰落信道，如果所有多径信号的幅度和方位角是统计独立且随机分布，则接收信号的包络服从瑞利分布其衰落深度达2040dB衰落速率(每秒内信号包络经过中值次数的一半）约为3040次/秒莱斯衰落分布多径信号中，如果存在一个主要的静态（非衰落）信号分量时，可以证明，接收信号的包络服从莱斯分布。含义：存在一个比较强的多径分量（主信号）其它多径分量较弱,且幅度和方位角随机变化。2202220exp()()(
31、0)()20(0)0(.)0rrAArIrp rrAI 其中：；阶第一类贝塞尔修正函数莱斯因子的定义2222(dB)10log22AAKK莱斯因子：，或020(0)()1ArKAI时，莱转换为斯分布“”瑞利分布莱斯因子完全确定了莱斯分布广义瑞利分布三种小尺度衰落测量值1.场景C：有障碍，杂波较少：小尺度衰落不明显，近似为对数正态分布。2.场景D：无障碍，杂波较少：主信号的主导作用明显，服从莱斯分布。3.场景E：无障碍，杂波严重：主信号的主导作用不明显，趋于瑞利分布。多径衰落信道的统计模型第一个多径衰落信道模型Ossana模型主要考虑因素：建筑物表明随机分布的反射波的相互影响。局限性：由于假设存
32、在LOS，无法反映市区的信道特性。为了更好地表示移动信道的统计特性，目前已经建立了许多多径模型，其中应用最广泛的是Clarke模型。平坦衰落的Clarke模型(1)假设条件：发射天线垂直极化；接收天线的电磁场由N个平面波组成这些平面波具有随机附加相位、入射角和相等的平均幅度（不存在LOS），且经历相似的衰落。,cosnnnnvf设第 个平面波与运动方向的夹角为则其多普勒频移为：平坦衰落的Clarke模型(2)接收天线的电场和磁场强度可表示为：000()cos(2)()sincos(2)()coscos(2)zncnxnncnynncnE tECf tEHtCf tEHtCf t 02)ncnn
33、nnECfnf t本地平均电场的实数幅度；不同电波幅度的实数随机变量；自由空间的固有阻抗；载波频率第 个分量的随机相位(可以证明：接收的电场包络服从瑞利分布接收天线的方向增益接收天线的平均接收功率平坦衰落的Clarke模型(3)Clarke模型中由多普勒扩展产生的频谱形状：20()()rPAGpd接收功率：2()coscossincossin1()ccmmccmmvffffdffdffffff 到达方位角为 的分量的瞬时频率为：接收功率密度函数平坦衰落的Clarke模型(4)2()()()()()()()()()()1()()0cmcmmcmS fS f dfA pGpGdA pGpGffff
34、ffS fffff设接收信号的频率密度函数为则21()()2/4()1.51.5()1()cmmNppGS fffff，为均匀分布，对于长度为的垂直(单鞭)天线，Clarke衰落模型的仿真(1)1.理论依据000()cos(2)()cos2()sincos2()cos(2)()sin(2)zncnccsccnnnsnnnE tECf tT tf tT tf tT tECf tT tECf tClarke衰落模型的仿真(2)2.正交调幅的仿真模型Clarke衰落模型的仿真(3)3.基带频域仿真模型Clarke衰落模型的仿真(4)计算机实现步骤：指定S(f)频域样点数N和fm计算相邻谱线的频率间隔
35、：f=2fm/(N-1)用高斯随机过程产生噪声源的N/2个正频率分量将正频率分量取共轭得到噪声源的负频率分量将同相、正交的噪声源与S(f)相乘进行IFFT变换将各信号点取平方和，得到求平方根得到r(t)22()()csTtTtClarke衰落模型的仿真(5)4.具有可变增益和时延的瑞利衰落仿真模型输入信号瑞利衰落仿真器a01N瑞利衰落仿真器a1瑞利衰落仿真器aNs(t)r(t)电平交叉和衰落统计1.电平交叉：瑞利衰落归一化为本地均方根信号电平后，沿正向穿过某一电平的速率。20(),2()()/RmrmsmmRNp Rdfer tp RrRrfR RRNfrr rrrr，其中：对时间的导数处，与
36、 的联合概率密度最大多普勒频移包络幅值 对于包络的均方根归一化后的值见是可，的函数。电平交叉和衰落统计2.平均衰落时段：接收信号低于某指定电平R的平均时段的值。1()()rRrP rRNP rRrR对于瑞利衰落，其中，接收信号 小于 的概率。1()riiP rRTT其中，衰落时段，观测时间间隔()12rmmmP rRfff 22-由瑞利分布知是 的函数，1-ee。可见，。双线瑞利衰落模型(1)Clarke模型和瑞利衰落统计模型可适用与平坦衰落条件，但未考虑多径时延。而在现代移动通信中，多径时延扩展广泛存在。常用模型：双线瑞利衰落模型冲击响应：11221212()exp()()exp()()hb
37、 tajtajtaa 其中：、相互独立且服从瑞利分布、相互独立且服从0,2 均匀分布两线间的时延双线瑞利衰落模型(2)通过调整可产生大范围的频率选择性衰落Saleh和Valenzuela室内统计模型一个根据实测结果总结出来的信道模型。1.测试信号：载波1.5GHz，宽度为10ns的雷达脉冲2.天线：垂直极化全向天线3.环境：中等规模办公建筑、同层4.测试结果：室内信道类似于静态信道或仅有微小变化；在没有LOS时，冲击响应与发射和接收天线的极化独立。5.典型参数：最大时延扩展：100ns200ns(房间)、300ns(走廊）均方根时延扩展：25ns(中值)、50ns(最大值)衰落深度：60dB(
38、无视距)衰落分布：对数距离指数率(指数：34)6.信道模型：多径分量以簇的形式到达；各分量的幅度是独立的瑞利随机变量；其方差和簇内时延随簇的时延成指数形衰落；各分量的附加相位服从均匀分布且相互独立各簇和簇内分量构成了具有不同速率的泊松达到过程，且簇和簇内多径分量到达此数成指数分布；簇的组成由发射/接收机附近的多径反射组成，与建筑结构有关。SIRCIM和SMRCIM统计模型SIRCIM室内无线信道冲击响应模型仿真SMRCIM移动无线信道冲击响应模型仿真（适合于市区和微蜂窝网）（）SIRCIM1.测试环境与方法：室内，以/4为间隔1m范围内的功率延迟分布冲击响应。2.模型考虑的参数多径时延1m范围
39、内小尺度接收机的间隔地形参数 （有无视距通路）大尺度间隔特定的测试区域3.冲击响应模型：i(,)(,)(,)(,)ilmnnblmnnjx SDPiilmnnilmnnh t x SD PAx SD P etx SD P ilxmSnDnP4.信道的参数多径时延：40800ns平均多径时延和均方根时延扩展：30300ns，中值：96ns、无视距：105ns 时延扩展与 无关，与建筑物的材料、使用时间和布局有关多径分量的数目是 、和 的函数，服从高斯分布，均值近似为36nDlxmSnP第七节 多径衰落信道的统计模型测试图例：5.拟合公式：（P141,4.88和4.89)1-110367110(,
40、)0.65-110ns2003601000.22-200ns5001360iiiRiliiiTTnsTP T STnsTTns0.55100667(,)1000.08+exp()100ns500750iiRiliiTTnsP T STTnsLOS情况OBS情况(二)SMRCIM：类似于SIRCIM统计建模技术SIRCIM Simulation of all indoor propagation CharacteristicsSMRCIM Simulation of all outdoor propagation CharacteristicsAssignments (大作业一）pp.173174 4.31,4.32.(Second Edition English)pp.100 3.18,3.19 (Chinese )Assignments (大作业二）pp.253 5.31 (Second Edition English)pp.145 4.20 (Chinese )Thank You See you next week!
