1、第9章 交流变频调速系统 9.1 交流变频调速的基本概念交流变频调速的基本概念 9.2 脉宽调制型变频调速系统脉宽调制型变频调速系统 9.3 数字式通用变频器及其应用数字式通用变频器及其应用 9.1 交流变频调速的基本概念交流变频调速的基本概念 9.1.1 9.1.1 交流调速系统简介交流调速系统简介1 1 交流调速系统的应用情况交流调速系统的应用情况在电气传动系统中，直流电动机具有调速性能好、启动转矩大等优点，但因其本身存在机械换向问题，使得直流电动机维护不便，单机容量、最高转速及应用环境受到限制，且制造成本较高。相对于直流电动机来说，交流电动机（特别是异步电动机）具有结构简单、坚固、运行可
2、靠等特点，在单机容量、供电电压和速度极限等方面均优于直流电动机。随着电力电子器件、微电子技术、电动机和控制理论的发展，加上交流电动机本身的优越性，使得交流电动机的调速性能可以与直流调速相媲美、相竞争，交流调速系统越来越广泛地应用于国民经济的各个领域。电磁调速异步电动机，晶闸管低同步串级调速装置，变频、变压调速系统等获得了广泛的应用；用晶闸管、大功率晶体管逆变器组成的，容量从几十千瓦到几百千瓦的异步电动机变频调速系统也投入了工业运行；历来以恒速传动的风机、泵类负载，从节能的需要出发，已大量采用交流调速系统；传统上采用直流调速的轧钢、造纸、提升机械以及加工机床、机器人所用的伺服系统等，也已经应用高
3、性能的交流调速代替直流调速。目前，交流调速系统已经成为调速传动的主流。2 2交流调速的基本方法交流调速的基本方法交流电动机的转速方程式为)1()1(6011snspfn式中:n为电动机实际转速；f1为定子供电电源频率；s为转差率；p为磁极对数；n1为定子旋转磁场的同步转速。由该转速方程式可知，交流电动机有三种调速方法：1）变极调速通过改变磁极对数p，来调节交流电动机的转速。此种调速属于有级调速，转速不能连续调节。2）变转差率调速即以改变转差率s来达到调速的目的。此种方法可通过以下几种方式实现：调压调速：即改变异步电动机端电压进行调速。特点：调速过程中的转差功率损耗在转子里或损耗在外接电阻上，效
4、率较低，仅用于特殊笼型和绕线转子等小容量电动机调速系统中。转子串电阻调速：即在转子外电路上接入可变电阻，以改变电动机的转差率实现调速。特点：既可实现有级调速，也可实现无级调速。结构简单，价格便宜，操作方便，但转差功率损耗在电阻上，效率随转差率增加而等比下降。转子串附加电动势调速（串级调速）：即在异步电动机的转子回路中附加电动势，从而改变转差率进行调速的一种方式。特点：运行效率高，广泛应用于风机、泵类等传动电动机上。应用电磁离合器调速（滑差电动机）：即在笼型异步电动机和负载之间串接电磁转差离合器，通过调节电磁转差离合器的励磁电流进行调速的一种方式。特点：结构简单，价格便宜，但在调速过程中转差能量
5、损耗在耦合器上，效率低，仅适用于调速性能要求不高的小容量传动控制系统中。3）变频调速变频调速是利用电动机的同步转速随频率变化的特性，通过改变电动机的供电频率进行调速的一种方法。特点：调速范围宽、效率高、精度高,是交流电动机比较理想的一种调速方法。9.1.2 9.1.2 交流变频调速的基本控制方式交流变频调速的基本控制方式1 恒磁通控制方式和特性恒磁通控制方式和特性1 1）维持气隙磁通维持气隙磁通m m的恒定的恒定异步电动机定子绕组的感应电动势为 mkfE111144.4如果略去定子阻抗电压降，则感应电动势近似等于定子的外加电压，即 mfCEU1111式中:C1为常数，C1=4.441k1。一般
6、在电动机设计中，为了充分利用铁芯材料，通常把磁通的数值选为接近磁路饱和值。如果频率f1从额定值（通常为50Hz）往下降低，则磁通会增加，从而造成磁路过饱和，使励磁电流增加。这将使电动机带负载能力降低，功率因数变坏，铁耗损增加，电动机过热，这是不允许的。反之，如果频率从额定值往上升高，则磁通将会减少，由异步电动机的转矩公式Te=CmmI2cos2可以看出，磁通m的减少势必导致电动机允许输出转矩Te的下降，使电动机的利用率降低，在一定的负载下有过电流的危险。为此通常要求磁通保持恒定，即m=常数。为了保持磁通m恒定，必须使定子电压和频率的比值保持不变，即 CfUfU1111在U1/f1=C条件下，异
7、步电动机调频时的机械特性曲线簇如图91所示，图中 1111ffff 。图9-1 U1/f1为常数时电动机调频的机械特性曲线 对于要求调速范围大的恒转矩性质的负载，希望在整个调速范围中维持最大转矩不变，欲保持磁通m的恒定，应满足E1/f1=常数的关系。但由于电动机的感应电动势E1难以测得和控制，故在实际应用中通常在控制回路加入一个函数发生器，以补偿低频时定子电阻所引起的压降影响。图9-2所示为函数发生器的各种补偿特性：曲线为无补偿时U1与f1的关系曲线，曲线、为有补偿时U1和f1的关系曲线。实践证明这种补偿效果良好，常被采用。经补偿后所获得的恒最大转矩Tm变频调速的一簇机械特性曲线，如图9-1中
8、虚线所示。图9-2 恒磁通调速时，利用函数发生器的补偿特性曲线 2）维持转子磁通2的恒定如果把U1再多提高一些，将转子漏抗上的压降也补偿掉，就成了维持转子磁通2恒定的恒磁通控制。这正是目前异步电动机进行矢量控制所追求的目标。由 e12222s3TsrISPP式中:s为转差率；1为定子旋转磁场角速度,它与定子供电频率f1的关系为1=2f1/p，p为磁极对数。异步电动机的电磁转矩可写成 12221222e233fsrIpsrIT因为 222rsEI所以 1212212222e2323sffErpfsrrsEpT按电动势与磁通的关系有 211244.4kfE所以 2211244.4CkfE式中:2为
9、转子全磁通；C为常数。经整理可得 221esfCT 式中：C为常数。可见维持2为常数时，转矩Te与转差率s成线性关系，即可以得到和直流电动机一样的硬特性。当f1不同时，特性将平行变化。如何实现2恒定，则是以后要介绍的闭环变频调速系统所要解决的问题。2 2 恒电流控制方式和特性恒电流控制方式和特性在电动机变频调速过程中，若保持定子电流I1为一恒值，则这种变频调速的控制方式称为恒电流变频调速控制方式。它要求变频电源是一恒流源，并要求控制系统带有由PI调节器组成的电流闭环，使电动机在变频调速过程中始终保持定子电流为给定值（恒值）。由于变频器的电流被控制在给定的数值上，所以在换流时没有瞬时的冲击电流，
10、调速系统的工作比较安全可靠，特性良好。如图9-3所示为恒电流控制变频调速系统的机械特性。从特性图中可以看出，恒流控制时的机械特性形状与恒磁通变频系统是相似的，都属于恒转矩性质。但恒流变频系统的最大转矩Tm要比恒磁通变频系统的最大转矩小得多，故恒流变频系统的过载能力比较小，只适用于负载变化不大的场合。图9-3 恒电流控制时的机械特性 3 恒功率控制方式和特性恒功率控制方式和特性当要求电动机转速超过额定转速（对应频率为f1n）调速时，此时f1f1n，若仍维持U1/f1=常数，则定子电压就要超过电动机电压的额定值。由于电动机绕组的绝缘是按额定电压来设计的，因此电动机电压必须限制在允许值范围内，定子电
11、压应保持额定值。这样一来，气隙磁通就会小于额定磁通，导致转矩减小。由电动机转矩与功率之间的关系式P=Tn/9550可知，当f1f1n时，转矩减小，而电动机转速上升，电动机的输出功率近似维持恒定，这种调速方式可视为恒功率调速。在异步电动机变频调速系统中，为了得到宽的调速范围，可以将恒转矩变频调速与恒功率调速结合起来使用。在电动机转速低于额定转速时（即基速之下），采用恒转矩变频调速；在电动机转速高于额定转速时（即基速之上），采用近似恒功率调速。如图9-4所示为电动机在整个调速范围的一簇机械特性曲线。图9-4 恒转矩与恒功率相结合的机械特性曲线 9.1.3 变频调速系统的控制方法变频调速系统的控制方
12、法 1 1 对输出电压的控制方式对输出电压的控制方式交流电动机由逆变器供电运转时，通常要控制逆变器输出电压U1与输出频率f1的基本不变，即近似采用恒磁通控制方式，从而使变频调速时电动机的最大转矩基本不变。对输出电压的控制可分为两大类，一类是PAM(Pulse Amplitude Modulation)控制，另一类是PWM(Pulse Width Modulation)控制。PAM为脉幅调制，即通过改变逆变器输出电压的幅值来改变输出电压；PWM为脉宽调制，即输出电压的幅值不变，通过改变输出电压脉冲时间宽度来调节平均电压的大小。当然，也有同时采用PAM与PWM两种方法来调节电压的。在实际的变频调速
13、系统中，PAM是一种在变频器的整流电路部分对输出电压的幅值进行控制，而在逆变电路部分对输出频率进行控制的控制方式。在这种控制方式中，对整流电路输出电压的幅值进行控制，大多是采用晶闸管整流器的相位控制，平滑直流电源使用直流电抗器和大容量电解电容器，如图9-5(a)所示；逆变器中换流器件的开关频率即为变频器的输出频率，逆变器常采用120导通制和180导通制的六拍逆变器。这种PAM控制方式实际上是一种同步调速方式。PAM控制方式由于控制回路简单，易于大容量化，长期以来一直占据着主流地位。其缺点是由于有大容量电容，所以电压控制响应慢，不适于要求加、减速快的系统。另外，由于采用变流器的相位控制来调节电压
14、，使得交流输入侧的功率因数变坏，特别是在电压低的范围内尤为严重。为了改善功率因数，可采取将交流电源以二极管整流桥进行全波整流，在直流侧采用斩波器调节电压的方法，如图9-5(b)所示，这时的输入功率因数将变得相当好。图9-5 采用PAM控制的调速系统原理图(a)采用相位控制的电压调节；(b)采用斩波器控制的电压调节 PWM控制器的基本结构以及正弦波PWM的波形示意如图9-6所示。由图中波形可见，在PWM控制方式下，变频器的输出频率不等于逆变电路换流器件的开关频率，因此它属于异步调速方式。图9-6 采用PWM控制变频器的原理图及PWM波形 2 U/f比例控制方式比例控制方式当按照工作原理对变频器进
15、行分类时，按变频器技术的发展过程可以分为U/f比例控制方式、转差频率控制方式和矢量控制方式三种。这里先介绍U/f比例控制方式的特点和工作原理。采用U/f比例控制时，异步电动机在不同频率下都能获得较硬的机械特性线性段。如果生产机械对调速系统的静、动态性能要求不高，可以采用转速开环恒压频比带低频电压补偿的控制方案，如图9-7所示为这种系统的结构原理图。这种控制系统结构最简单，成本最低。风机、水泵等的节能调速就常采用这种系统。图9-7 采用U/f比例控制的调速系统图 采用模拟控制时GI和GAB都可用运算放大器构成；采用数字控制时则很容易用软件实现。电压控制环节一般采用电压、电流双闭环的控制结构，如图
16、9-8所示。图9-8 电压控制环节 控制系统内环设电流调节器ACR，用以限制动态电流，兼起保护作用。外环设电压调节器AVR，用以控制变频器输出电压。简单的小容量系统也可用单电压环控制。电压-频率控制信号在Uabs加到AVR之前，应先通过函数发生器GF，把电压给定信号Ugv相对地提高一些，以补偿定子阻抗压降，改善调速时（特别是低速时）的机械特性，提高负载能力。频率控制环节主要由压频变换器GVF、环形分配器DRC和脉冲放大器AP三部分组成，如图99所示。压频变换器GVF将电压频率控制信号Uabs转变成具有所需频率的脉冲列，再通过环形分配器DRC和脉冲放大器AP，按6个脉冲一组依次分配给逆变器，分别
17、触发桥臂上相应的6个晶闸管。压频变换器GVF是一个由电压控制的振荡器，将电压信号转变为一系列脉冲信号，脉冲列的频率与控制电压的大小成正比，从而得到恒压频比的控制作用。其频率值是输出频率的6倍，以便在逆变器的一个周期内发出6个脉冲，经过环形分配器DRC（具有六分频作用的环形计数器），将脉冲列分成6个一组，相互间隔60的具有适当宽度的脉冲触发信号。对于可逆系统，需要改变晶闸管触发的顺序以改变电动机的转向。这时，DRC可以采用可逆计数器，每次做“加1”或“减1”运算，以改变相序，控制加、减法的正、反向信号从Ug经极性鉴别器DPI获得。图9-9 频率控制环节 3 3 转差频率控制方式转差频率控制方式转
18、速开环变频调速系统可以满足一般平滑调试的要求，但静、动态性能都有限。要提高静、动态性能，首先要用转速反馈的闭环控制。转速闭环系统的静特性比开环系统强，但是如何提高系统的动态性能，需要进一步加以研究。对于任何电气传动自动控制系统，都服从基本的运动方程式：tnTTdd375GD2Le要提高调速系统的动态性能，主要依靠控制转速的变化率dn/dt，显然，控制电磁转矩Te就能控制dn/dt。因此归根结底，调速系统的动态性能就是控制其转矩的能力。在异步电动机变频调速系统中，需要控制的是电压(或电流)和频率，从而达到控制电磁转矩的目的。在直流电动机中，转矩与电流成正比，即Te=CmId，其气隙磁通是由励磁电
19、流单独产生的，当励磁电流保持恒定时，气隙磁通可以保持恒定不变。这时，只要控制电枢电流Id 就能控制转矩，问题比较简单，因此在直流双闭环调速系统中转速调节器的输出信号实际上就代表了转矩给定信号。而在交流异步电动机中，影响转矩的因素很多。异步电动机的转矩为 22mmecosICT 式中:Cm是电动机的转矩常数。可见气隙磁通m、转子电流I2及转子功率因数cos2都影响到异步电动机的转矩，而这些量又都和转速有关，所以控制交流异步电动机转矩的问题就复杂得多。在本章前面的部分中，已经推导出了异步电动机的电磁转矩：221esfCT（C为常数)由2=mcosm，1=2f1，s1=s(转差角频率)可得 2mse
20、KT（K=C/2为常数）由此可见，如果维持气隙磁通m不变，则异步电动机的转矩近似和转差角频率成正比。因此只要在恒磁通的条件下，控制s也就达到了控制转矩的目的。这就是转差频率控制的基本概念。如图9-10所示，为在恒磁通条件下Te=f(s)的曲线。图中sm，Tem为限幅值。图9-10 恒磁通条件下Te=f(s)的特性曲线 上述规律是在保持m恒定的前提下成立的。至于如何才能保持m 的恒定这个问题,可从分析磁通和电压的关系来着手解决。众所周知，当忽略饱和铁损时，气隙磁通m与励磁电流I0成正比，而励磁电流并不是独立的变量，其由下式所决定：02III亦即，I0是定子电流I1的一部分。在笼型异步电动机中，折
21、合到定子的转子电流I2是难以直接测量的，于是只能根据负载的变化，相应地调节I1，从而维持I0不变。根据异步电动机的等值电路可以得到：2212jXSrEI而 m10jXEI经整理可得出：222222222201)(LrLLrIIsms图9-11 定子电流I1随s而变化的规律曲线 根据上式可以得出，为了维持m恒定，定子电流I1应随s而变化的规律如图9-11所示。实现上述转差频率控制规律的转速闭环变压变频调速系统结构原理图如图9-12所示。图9-12 转差频率控制规律的转速闭环变压变频调速系统结构原理图 该系统有以下特点：采用电流型变频器，可使控制对象具有较好的动态响应，而且便于回馈制动，实现四象限
22、运行。这是提高系统动态性能的基础。和直流电动机双闭环调速系统一样，外环是转速环，内环是电流环。转速调节器的输出是转差频率给定值Ugs，代表转矩给定，其输出最大值Ugs被限幅。转差频率信号分两路分别作用于可控整流器UR和逆变器CSI上。前者通过I1=f(s)函数发生器GF，按Ugs的大小产生相应的Ugs信号，再通过电流调节器控制定子电流，以保持m为恒值。另一路按s+=1的规律产生对应于定子频率1的控制电压U1，决定逆变器的输出频率。这样就形成了在转速外环内的电流频率协调控制。转速给定信号Ug反向时，Ugs、Uf、U1都反向。用极性鉴别器DPI判断U1的极性，以决定环形分配器DRC的输出相序，而U
23、1信号本身则经过绝对值变换器GAB决定输出频率的高低。这样就可方便地实现可逆运行。4 矢量控制方式矢量控制方式转差频率控制方式采用的是一种进行速度反馈控制的闭环控制方式，因此其性能优于开环的U/f比例控制方式，可以应用于对速度和精度有较高要求的各种调速系统中。但是由于转差频率控制的基本关系都是从稳态机械特性推导出来的，没有考虑到电动机电磁惯性的影响，因此，其动态性能仍不够理想。矢量控制的基本思想是异步电动机和直流电动机均具有相同的转矩产生的机理，即电动机的转矩为磁场和与其相正交的电流的乘积。对直流电动机，转矩Te=CmId，如果忽略磁路饱和，电枢反应得到全补偿，电刷置于几何中性线时，磁通正比于
24、直流励磁电流IM，与电枢电流Id互成正交，是两个独立的变量，互不相关，可以分别进行调节，从而可以很方便地进行转矩、转速的调节。而对异步电动机，从矢量分析的角度看，可以把定子电流分为产生磁场的电流分量(磁场电流)和产生转矩的电流分量(转矩电流)，这两个分量是互相垂直的。因此，通过控制电动机定子电流的大小和相位(即对定子电流的电流矢量进行控制)，就可以分别对电动机的励磁电流和转矩电流进行控制，从而达到控制电动机转矩的目的。1）基于转差频率控制的矢量控制方式矢量控制的基本原理是通过控制电动机定子电流的幅值和相位(即电流矢量)，来分别对电动机的励磁电流和转矩电流进行控制，从而达到控制电动机转矩特性的目
25、的的。如图9-13所示，给出异步电动机的等效电路图和相应的电路矢量图。图9-13 异步电动机的等效电路图和电路矢量图(a)等效电路图；(b)电流矢量图 根据图9-13所示等效电路得知，定子电流I1、转矩电流I2、励磁电流IM三者之间有如下关系：2221MIIIsrIM22M1I由于转差频率s定义为s=s1,所以从上式可得 M22IIMrS设电动机转子电路时间常数2=M/r2，则可得：MSII21与转差频率控制方式相同，基于转差频率控制的矢量控制方式同样是在进行E/f控制的基础上，通过检测电动机的实际转速，得到与实际转速对应的转子频率2，并根据希望得到的转矩按照上式对变频器的输出频率进行控制的。
26、因此，两者的静态特性相同。但是基于转差频率控制的矢量控制方式中，除了按照上述方式进行控制之外，还要根据下式的条件，即：M2arctanII对电动机定子电流的相位进行控制，以消除转矩电流过渡过程中的波动。2）无速度传感器的矢量控制方式基于转差频率控制的矢量控制变频器在使用时，需要在异步电动机上安装速度传感器。严格地讲，这种变频器难以充分发挥异步电动机本身具有的结构简单、坚固耐用等特点。此外，在某些情况下，由于电动机本身或所在环境的原因无法在电动机上安装速度传感器，因此在对控制性能要求不是特别高的情况下往往采用无速度传感器的矢量控制方式的变频器。无速度传感器的矢量控制方式是建立在磁场定位矢量控制理
27、论的基础上的。由于实现这种控制方式需要在异步电动机内安装磁通检测装置，虽然该理论已得到验证，但在实践中一直未能得到推广和应用，早期的矢量控制变频器基本上多是采用基于转差频率控制的矢量控制方式。随着传感器技术的发展和现代控制理论在变频调速技术中的应用，即使不在异步电动机中直接安装磁通检测装置，也可以在变频器内部通过对某些变量的计算得到与磁通相应的量（即现代控制理论中所谓的“观测器”），并由此得到了所谓的无速度传感器的矢量控制方式。无速度传感器矢量控制方式的基本控制思想是：分别对作为基本控制量的励磁电流（或者磁通）和转矩电流进行检测，并通过控制电动机定子绕组上的电压的频率使励磁电流（或者磁通）和转
28、矩电流的指令和检测值达到一致，从而实现矢量控制。当按照上述方式实现矢量控制时，可以根据下式对电动机的实际转速进行推算，从而实现无速度传感器的矢量控制。,2 fM221IIs因为 所以 MffffII221s1221由于矢量控制原理的理论推导比较复杂，这里只给出图9-14所示的控制系统方框图。图中的频率控制器的作用是通过按上述关系对频率的适当控制，使转矩电流的指令值与实际检测值一致。图9-14 异步电动机的等效电路图和电路矢量图 9.2 脉宽调制型变频调速系统脉宽调制型变频调速系统 9.2.1 PWM9.2.1 PWM型变频器工作原理型变频器工作原理1 1 简单的简单的PWMPWM型变频器工作原
29、理型变频器工作原理脉宽调制式变频器电路如图9-15所示。它由二极管整流桥、滤波电容和逆变器组成。逆变器的输入为恒定不变的直流电压，通过调节逆变器的脉冲宽度和输出交流电压的频率，既实现调压又实现调频，变频变压都由逆变器承担。图9-15 脉宽调制式(PWM)变频器电路图 此系统是目前采用较普遍的一种变频系统，其主电路简单，只要配上相应的控制电路就可以了。图9-16所示为单相逆变器的主电路，其波形如图9-17所示。图9-16 单相逆变器电路图 图9-17 单相逆变器波形图(a)180PWM型输出电压波形；(b)PWM型输出电压波形 1）系统主要优点(1)简化了主电路和控制电路的结构。由二极管整流器对
30、逆变器提供恒定的直流电压。在PWM逆变器内，变频的同时控制其输出电压。系统仅有一个可控功率级，从而使装置的体积小、质量轻、造价低、可靠性高。(2)由二极管整流器代替了晶闸管整流器。提高了变频电源对交流电网的功率因数。(3)改善了系统的动态性能。PWM型逆变器的输出频率和电压，都在逆变器内控制和调节，因此调节速度快，调节过程中频率和电压的配合好，系统的动态性能好。(4)有较好的对负载供电的波形。PWM型逆变器的输出电压和电流波形接近正弦波，从而解决了由于以矩形波供电引起的电动机发热和转矩降低等问题，改善了电动机运行的性能。2）系统主要缺点(1)在调制频率和输出频率之比固定的情况下，特别是在低频时
31、，高次谐波的影响较大，因而电动机的转矩脉动和噪声都较大。(2)在调制频率和输出频率之比作有级变化的情况下，往往使控制电路比较复杂。(3)器件的工作频率与调制频率有关。有些器件的开关损耗和换相电路损耗都较大，而且需要采用导通和关断时间短的器件。2 2单极性正弦波单极性正弦波PWMPWM调制原理调制原理 PWM型逆变器是靠改变脉宽控制其输出电压，通过改变调制周期来控制其输出频率的，所以脉宽调制方式对PWM型逆变器的性能具有根本性的影响。脉宽调制的方法很多，从调制脉冲的极性上看，有单极性和双极性之分；从载频信号和参考信号(或称基准信号)的频率之间的关系来看，又有同步式和异步式两种。参考信号ur为正弦
32、波的脉宽调制叫做正弦波脉宽调制(SPWM)，产生的调制波是等幅、等距而不等宽的脉冲序列，如图9-18所示。此图为单极性脉宽调制波形。SPWM调制波的脉冲宽度基本上成正弦分布，各脉冲与正弦曲线下对应的面积近似成正比。可见SPWM比一般PWM的调制波形更接近于正弦波，因此，谐波分量大为减小。图9-18 正弦波脉宽调制波形 SPWM逆变器输出基波电压的大小和频率均由参考电压ur来控制。当改变ur幅值时，脉宽随之改变，从而可改变输出电压的大小；当改变ur频率时，输出电压频率即随之改变。但正弦波最大幅值必须小于三角波幅值，否则输出电压的大小和频率就将失去所要求的配合关系。图9-18只画出了单相脉宽调制波
33、。对于三相逆变器，必须产生互差120的三相调制波。载频三角波可以共用，但必须有一个三相可变频变幅的正弦波发生器，产生可变频变幅的三相正弦波参考信号，然后分别与三角波相比较产生三相脉冲调制波。若脉冲调制波在任何输出频率情况下，正、负半周始终保持完全对称，即为同步调制式。若载频三角波频率一定，只改变正弦参考信号的频率，这时正、负半周的脉冲数和相位就不是随时对称的了。这种调制方式叫做异步调制式。异步调制将会出现偶次谐波，但每周的调制脉冲数将随输出频率的降低而增多，有利于改善低频输出特性。一般地，三角波频率应比正弦参考电压频率大9倍以上，否则偶次谐波的影响就大了。3 双极性正弦波双极性正弦波PWM调制
34、原理调制原理上述单极性调制必须加倒向控制信号，而如图9-19所示的双极性调制就不需要倒向控制信号了。SPWM双极性调制和单极性调制一样，输出基波大小和频率也是通过改变正弦参考信号的幅值和频率而改变的，在用于变频调速时，要保持U1/f比基本恒定。这种双极性调制方式，当然也可采用同步式或异步式的调制方法。图9-19 双极性三相正弦波脉宽调制波形 9.2.2 PWM9.2.2 PWM型变频调速系统的主电路型变频调速系统的主电路1 1 三极管三极管PWMPWM型逆变器型逆变器三极管通用型三相PWM型逆变器的主电路如图9-20所示。逆变器由二极管三相整流桥整流的恒定直流电压供电。平波电容器C起着中间能量
35、存储作用，使逆变器与交流电网去耦，对异步电动机等感性负载，可以提供必要的无功功率，而有功功率由电网来补充。由于直流电源是二极管整流器，所以能量只能单方向流动，不能向电网反馈能量。因此当负载工作在再生情况下时，反馈能量将经过反馈二极管VD1VD6向电容C充电，而平波电容器容量有限，势必将直流电压抬高。为了避免直流电压过高，在直流侧接入制动（放电）电阻R和三极管V7。当直流电压升高到某一限定值后，使V7饱和导通而接入电阻R，将部分反馈能量消耗在电阻上，这样电动机就可以在四个象限内运行了。图9-20 三极管通用型三相PWM型逆变器主电路 逆变器由6个电力晶体管开关和6个反馈二极管组成，可以采用前述的
36、任何一种脉宽调制方法驱动，而且可以进行高频调制。异步电动机为感性负载。当电流连续时，不管采用何种脉宽调制方法，逆变器每相输出的脉宽调制电压波都是双极性的，而输出电流则为带锯齿的正弦波，如图9-21 所示。例如以A相为例，在输出电流正半周，当VT1导通时，A点(见图9-20)接到直流电压正极，电流上升；当VT1管截止时，感性负载电流不能突变，势必要经过二极管VD4由直流电源负极续流，电压为负，电流下降，如此循环下去。图9-21 逆变器输出波形（电压、电流）值得注意的是，当电动机降速或停止，系统工作在再生工况时，某些反馈二极管导通，电力晶体管仍处于调制工作状态，必将出现电动机两端线间经导通的二极管
37、和三极管短接。对此反馈短路电流必须加以限制，办法是当电流超过允许值时由控制电路发出信号，封锁三极管以免损坏。根据试验和分析，一般确认带感性负载工作在开关状态下的三极管，毁坏的原因中80是由于二次击穿引起的。三极管带感性负载由饱和导通快速转为截止的瞬间，瞬时功率可以达到正常工作时的上百倍，这对管子来说是很严酷的。因此，必须采取措施使管子集射极电压UCE上升得慢些，而使集电极电流IC下降得快些。与电力开关晶体管并联的二极管VD和R、C吸收电路，其作用之一就是延缓管子UCE的上升速率，使管子截止时，在基极上加反压，尽快抽出基区积存的载流子，使IC迅速下降。晶体管工作时，在任何情况下都不允许超过安全工
38、作区。图9-22所示为三极管的安全工作区及其开关过程。一般说来，高频脉冲安全工作区比直流安全工作区宽一些，但管子制造厂只提供直流安全工作区，我们可以用直流安全工作区作基础来选择三极管。图9-22 三极管的安全工作区及开关工作区2 晶闸管晶闸管PWM型逆变器型逆变器 近年来，具有自关断能力及高频开关性能的大容量门极关断晶闸管（GTO）发展很快，已经付诸实际应用。它和电力晶体管一样，很适合用作PWM型逆变器和开关器件。但是，目前大容量逆变器仍然采用晶闸管（包括快速和高频晶闸管）。由于晶闸管没有自关断能力，因此用在PWM型逆变器中必须进行强迫换相。根据换相方式的不同，晶闸管PWM型逆变器具有多种构成
39、形式。如图9-23所示为一种同时关断的晶闸管PWM型逆变器主电路。图9-23 同时关断的晶闸管PWM型逆变器主电路 如图9-24所示波形为主开关及换相晶闸管的工作模式。在波形图上出现正脉冲时表示VT1或VT3、VT5导通，出现负脉冲时表示VT4或VT6、VT2导通，波形最下面的VT7、VT8和VT9、VT10表示换相回路中被触发导通的晶闸管。现以晶闸管VT1强迫关断为例来说明换相过程。当VT1导通时，设换相电容器已经充好电，极性为左正右负，触发VT7、VT8换相晶闸管而使之导通，电容器C上的电压通过VT7、VT8及VD4加到主晶闸管VT1上，使VT1受反压而关断。电容C放电后接着反向充电，为下
40、一次双序号晶闸管关断做好准备。换相电流过零时，VT7、VT8自行关断。其他晶闸管的关断情况与此类似，不再一一加以说明。由波形图可见，这种工作模式是单序号晶闸管VT1、VT3、VT5作为一组，双序号晶闸管VT4、VT6、VT2作为另一组而交替关断的。图9-24 图9-23所示电路主开关及换相晶闸管的工作模式 直流电路中的电抗器L的作用是避免经反馈二极管VD1VD6及晶闸管VT1VT6的反馈电流被直接短路，并限制电流上升率。VD7VD8为续流二极管，防止逆变器两端出现过高电压。经分析，换相电路中L、C的最佳值可用下式计算：EtICIEtLqLLq47.182.1式中：E为直流电源电压；IL为换相最
41、大负载电流；tq为晶闸管关断时间。晶闸管逆变器多采用同步式调制。为了改善低频输出特性，可以随频率的降低分频段地适当增加每周期包含的载频三角波数。例如，在输出频率f为5040Hz频段内，使每周期包含9个三角波；在f为4030Hz频段内，使每周期包含15个三角波等。图9-23最左边的过载断路开关电路，其工作比较简单。逆变器正常工作时，VT11导通，VT12处于截止状态，电容器Cp充满电，极性为上正下负。一旦发生过电流，VT12立即被触发导通，Cp经R1，R2放电，给VT11加反压而使之关断，从而切断主电路，实现过电流保护。9.2.3 PWM型变频调速系统的控制电路型变频调速系统的控制电路1 系统的
42、组成系统的组成在交流电动机变频调速的模拟控制系统中，需要一个0100Hz可变频变幅的三相正弦波参考信号。但直接产生这样的三相参考信号是非常困难的，而产生可变频的三相方波却比较容易做到。图9-25所示系统是利用方波产生三角波再转变为正弦波的方法。图9-25 模拟正弦波参考信号SPWM型变频调速系统 2 变频器的主要控制环节变频器的主要控制环节U/f变换器及三相方波发生器的实际电路如图9-26所示。U/f变换器由数控模拟开关(DCAS)、积分器和施密特触发器组成。数控模拟开关输出方波，其频率与控制信号Ucf的大小成正比，DCAS输出正、负对称的方波使积分器进行交替地正、反向积分而产生三角波，只要适
43、当地选择DCAS的各个电阻，并使施密特触发器为单位增益，则Ucfmax与周期Tmin之间符合下式关系：Zmin22cfmax221UTCRU图9-26 U/f变换器及三相方波发生器实际电路这里选Ucfmax=10V，UZ=10V及Tmin=1/(18fmax)，根据上式即可选出电阻R2和电容C2。电阻R4是在Ucf为Ucfmin的情况下，保证晶体管饱和导通和在Ucf为Ucfmax时的集电极电流小于它的安全电流而选取的。此U/f变换器实验结果表明线性度是比较好的。电压频率转换器输出频率为18f的方波脉冲序列，经3分频后作为三相方波发生器的输入。三相方波发生器由3个JK触发器组成。三相方波发生器开
44、始工作前，开关S闭合，置初始状态：A=0，B=0，C=1。开始工作时，断开开关S，便形成如图9-27所示的工作状态。图9-27 三相方波及其状态 由控制电压Ucf和由三相方波发生器输出的一相方波控制并转换成正弦波的实际电路如图9-28所示，现分两部分加以说明。图9-28 三角波、正弦波发生器实际电路 1）恒幅值三角波的产生恒幅值三角波发生器由数字控制模拟开关(DCAS)和积分器组成，它与电压频率转换器中的DCAS和积分环节基本相同，所不同的是DCAS的无触点开关一个是由三极管V1自锁控制，一个是用场效应半导体管FET，由来自三相方波发生器输出的一相方波控制并在积分器输出限幅。这里恒幅值三角波的
45、频率决定于它控方波的频率，因此，改变输入方波的频率即可改变三角波的频率。但是，由于积分器的积分时间常数一定，如果输入的正负方波幅值一定，三角波的幅值将随频率的升高而下降。为了获得恒幅值三角波，常把控制频率的电压频率转换器输入信号电压-Ucf作为DCAS的一个输入信号。这样，当输入方波频率升高时，Ucf值也增大,从而使DCAS的输出电压提高，积分器输出电压变化率加大，以保证积分器输出三角波的幅值不变。另外，积分器输出端接上正、负向限幅稳压管，使积分运算放大器在输出三角波的幅值处接近饱和输出状态，产生的三角波波形如图9-29中的波形e所示。设三角波的幅值为UT max，要保持三角波幅值为正负UT
46、max不变，积分器的积分时间常数及R5、C5可由下式求得：maxTmax55maxcf2211UfCRU图9-29 图9-26、9-28电路中各点的波形 2）三角形到正弦波的转换这个转换是利用场效应晶体管的非线性进行转换的。只需调整两个电阻R6和R7。R6用作正弦波幅值调节，R7用作变频的恒幅正弦波调节。变频正弦波与幅值控制电压Uca在乘法器中相乘，便获得可变频变幅的正弦波。图9-30是一种线路比较简单的“”脉宽调制电路，它也是一种双极性正弦波PWM电路。只要输入一个频率可变、幅值恒定的正弦波参考电压信号ur，就可以在运算放大器A1的I点输出基波电压与频率之比自动维持恒定的调制波。图9-30“
47、”脉宽调制电路 其工作原理为：运算放大器A1作为比较器，当输入正弦电压ur从零上升时，A1的输出uI迅速升到正饱和值+Us，经A2作反向积分，其输出电压uF负向线性增长，uF和+Us分别经R2，R3加到A3的反相输入端。由于参数选择R3R2，uF的作用远比Us大，所以A3输出电压uk正向上升。当ukur时，A1迅速翻转，输出负饱和值-Us。-Us再经A2反相积分，使uF幅值线性减小，A3输出电压uk也随之减小。当ukur时，uI又转换为+Us，uF幅值又增大，uk再次上升，如此循环工作，便得到如图9-31所示的调制波形uI。图9-31“”脉宽调制波形 9.3 数字式通用变频器及其应用数字式通用
48、变频器及其应用9.3.1 通用变频器概况通用变频器概况 1 1 通用变频器的发展通用变频器的发展(1)容量不断扩大。(2)结构的小型化。(3)多功能化和高性能化。(4)应用领域不断扩大。2 2 通用变频器的技术动向通用变频器的技术动向(1)IGBT和IPM的应用。最近几年IGBT的应用正在迅速推进。它显著的特点是开关频率高，驱动电路简单，用于通用变频器时具有低噪声运行，电流波形更趋于正弦波，装置紧凑，可靠性高等明显效果。IPM(智能功率模块)以IGBT作为主开关器件，将主开关器件，续流二极管、驱动电路、电流、电压、温度检测元件及保护信号生成与传送电路，某些接口电路集成在一起，形成混合式电力集成
49、电路。使用了IPM使IGBT的上述效果更为明显。目前小容量变频器已经开始采用这种IPM。采用IPM可使变频器的体积、重量和连线大为减少，功能大为提高，可靠性也大为增加。(2)网侧变频器的PWM控制。目前，上市的绝大多数通用变频器其网侧变流器都采用不可控的二极管整流器。为进一步提高效率，减少损耗，现已开发出一种新型的采用PWM控制方式的自换相变流器(称为PWM整流器)。其电路结构形式与逆变器完全相同，每个桥臂均由一个自关断器件和一个二极管反并联组成。其特点是：直流输出电压连续可调，输入电流(网侧电流)波形基本上是正弦波，功率因数可保持为1，并且能量可以双向流动。采用“PWM整流器”的变频器，又称
50、为“双PWM控制变频器”。这种再生能量回馈式高性能通用变频器，代表着另一个新的技术发展动向。它的大容量化，对于制动频繁的或可逆运行的生产设备十分有意义。(3)矢量控制变频器的通用化。无速度传感器的矢量控制系统的理论研究和实用化的开发，代表通用变频器另一个新的技术发展动向。9.3.2 9.3.2 通用变频器的选择通用变频器的选择1 1 变频器种类的选择变频器种类的选择（1）简易通用型变频器。简易通用型变频器一般采用U/f控制方式，主要以风扇、风机、泵等为控制对象，其节能效果显著，成本较低。（2）多功能通用型变频器。随着工业企业自动化技术的不断应用，自动仓库、升降机、搬运系统等的高效化、低成本化及
