1、第五讲 雷达信号的相参检测和处理1.引言一、使用非相参处理的缺点二、相参处理的原理和发展三、相参处理的几个问题2.MTI一、分类二、MTI改善因子及参差MTI的频率响应(一)MTI的改善因子(二)参差MTI的频率响应特性(三)参差MTI的权系数设计3MTI处理对改善因子和信噪比的损失一、I上限二.、MTI处理损失第五讲 雷达信号的相参检测和处理1.引言一、非相参处理的缺点仅使用幅度信息，失去了相位信息！不能区分目标的运动方向。信号的矢量表示方法 不能通过时域积累改善信杂比，因杂波相关时间击中数时间对S/N的改善有限，当N=100；S/N的改善约为10dB。即使能获得独立杂波样本，S/C改善也难
2、达到要求。如海杂波，相关时间1020ms，当采样间隔1020ms时，为独立样本。积累1s，有 50100个样本，S/C改善 10dB，远不满足要求。因输入S/C为-20-50dB。1.引言1.引言二、相参处理的原理和发展同时利用幅度和相位信息本质上属频域处理固定目标，fd=0，f=0，处于零频单根谱线；杂波（地、海），fd约等于0，f 0，处于零频或低频有一定谱宽的信号；气象、箔条杂波，fd较高，f 0；动目标信号，fd较高（0 fr任意），f 0（可近似认为f 0）。1.引言相参雷达中：不同目标信号的频谱特性下图表示了固定目标（杂波）和动目标频谱特性相参检波处理，可获得fd 信息1.引言Pf
3、fdfr固定目标动目标 tttatSLcos中 0ttdvvd422 0costtatSdL中1.引言 中放L PCOHO锁相 002coscos21costttattStSdLdLL中 02cos21tftatSdL 移如下：为零中频信号。频谱搬tSL1.引言0f0f动目标处理:MTI和MTDMTI一次对消 频率响应为梳状滤波器，凹口在fr整数倍处固定目标动目标1.引言Tr出缺点：p凹口太窄p过滤带太缓p通带太窄所以杂波抑制差，动目标损失大。改进：p多次对消，或反馈型MTI1.引言发展：p水银延迟线 如CPS-5D，我国64年581雷达，清华的403MTI，S/C改善1820 dB。p熔融石
4、英延迟线（60年代）p移位寄存器（70年代）pRAM延迟线（80年代初）MTI指标25dB80年代以后，出现MTD,AMTI,AMTD,SMTD等。1.引言1.引言三 相参处理中的几个问题（一）指标 改善因子-信号平均增益，-杂波抑制比CSCSIASOUTININOUTINOUTCSCGCCSSCSCSISGAC 改善因子-IS/N NA-噪声抑制比 杂波中可见度-SCVp信、杂重叠；p经处理仍能以一定PF和PD 检测动目标时的(C/S)in=SCVp工程计算 SCV=I s/c-6dB1.引言ASOUTININOUTNSNGNNSSI动目标处理损失-L动目标谱落在凹口或过渡带处时造成信号损失
5、 理想 fd=0fr时，=1，实际：定义：AG1AG dBGLA1log201.引言（二）双通道（I,Q）处理的优点1.可克服盲相2.可区分fd3.（证）4.单通道5.可见可见 f fd d输出均一样，不能分辨目标运动方输出均一样，不能分辨目标运动方向！向！0costtatSdL中 001coscos22LdLdSta ttt 0011coscos22LddSta tta tt1.引言盲速和盲相信号的矢量表示方法（I、Q双通道表示方法）双通道：tjLetutSRe中 tjYtXttjattatjtatuddd000sincosexp ttYttXtjttjYtXtSLLLLsincossinc
6、osRe中1.引言转LPLP中频 tXttSLtSLpLcos2中同样 tYttSLtSLpL sin2中1.引言 则有当为d时因此，当为正d时，X(t)和Y(t)差90；当为-d时，X(t)和Y(t)差270。因此，可区分 d 了。00sincosttjattatudd 00sincosttjattatudd1.引言3.能保留相对中频L的非对称频谱特性4.1expexp21expexpexpexp21cos*tjtutjtutjtjtatjtjtatttatSLLLLL中1.引言实窄带带通信号的复包络表示方法实窄带带通信号的复包络表示方法()cjtf t e()f tc0复包络复包络调制信号
7、调制信号实信号实信号()()cos()Re()Re()cccjtjtjta ttta t eef t e|()|S|()|S下变频下变频 单通道:tjtutjtutututjtjtjtutjtuttSLLLLLLL2exp2exp4141expexp21expexp21cos*中 241*tututSL1.引言0f0f混选后谱1.引言正交双通道相参处理该式频谱保留了中频谱中非对称形式 32121*tueetuetuetSLtStjtjtjtjpLLLLL中1.引言f0*该结论的意义：可利用Kalmus滤波器检测杂波中慢目标，正负频率部分绝对值相减消除杂波，保留目标。慢目标杂波f1.引言相参检测
8、和处理，MTI/MTD2.MTI2.MTI在同一距离单元上成组或滑动处理，注意这里不需要形成局部的判断0/1，直接在原数据上进行相参处理2.MTI 本质为一低阻，高通滤波器一 分类二（一）非递归形MTI滤波器（FIR)1AnA2A1EinnnniZAZAZEE110Advanced radar techniques and systems,Gaspare Galati,第6章，茅于海，（二）递归型1BnB2B1EinnnniBZBZZEE1102.MTI（三）混合型Ei11B3A1A2B1B2AnBnnnnnnniBZBZAZAZEE111102.MTIMTI滤波器非递归型有：一次对消 11Z
9、ZH rfTSinfH202.MTI2)二次对消当 K=2时，还有多次对消MTI滤波器 211ZKZZH 2121ZZZH 24rfTSinfH02.MTI一次和二次对消器的比较051015202530-50-40-30-20-100102 Tap1 Tap混合型有 11ZZWKZXZW 1ZZWZWZY2.MTI一个极点 一个零点 1KZ 1Z 11111ZKZZXZYZH2.MTIMTI频率响应的评价：凹口越深越好；过渡带越陡越好；通带应尽量平坦和宽。2.MTI二 MTI改善因子及参差MTI的频率响应(一)MTI的改善因子 等重频情况 令采样间隔为ti，i=1,2,N，t1=0。即t1=T
10、1=0,t2=tN=Tr，各采样点相对t1的时延为niintT102.MTIMTI的加权矢量W为（FIR):MTI频率响应为：12,TNiiiw wwwajbW 1iNj TTiiHweWV2.MTI其中，12Nj Tj Tj TeeeVASOUTININOUTINOUTCSCGCCSSCSCSIMTI改善因子的计算公式：2*()11*ijiNNjTTjijTHTGHww eW VV WW R W则MTI的增益为：R矩阵的对角线元素为1，该矩阵为Hermit矩阵。平均增益为：0000000*0*11212limlimTNTiiiGGddwwW RWW W2.MTI即得到了信号的平均增益。即得到
11、了信号的平均增益。fCfCfCfCM21设杂波由多种杂波组成，功率谱为：可能包含各种杂波类型。改善因子为：dffGfCCGdffGfCdffCdffSdffGfSCSCSIiiiiics00/2.MTI和杂波的自相关函数有什么关系？其中 *11*112*112*CWWCCCwwdfefCwwdfewwfCdffGfCTiiNiNjijjiNiNjTTfjjiNiNjTTfjjijiji2.MTI杂波自相关矩阵的第ij个元素其中，令杂波相关矩阵为C=Cij，Cij代表用杂波功率归一化后的C的元素上式基于相关阵各元素与功率谱间互为傅立叶变换，且 为输入杂波功率。dfefccCfTTjiijji21
12、 dffcci2.MTI*CWWWWCWWGITTTCS所以，有：对相关阵C,有以下关系：和W0为相关阵C的特征值和相应的特征向量。令当=min时，而与min相对应的W0,即为最佳加权矢量 *0*0WCW0WW 1*00*00WWWWITTCSmaxCSCSIIopTW2.MTI总结 设计Wopt和求Imax的步骤为：p构造杂波协方差阵Cp特征分解得p找与min相对应的W0PTp求得*0*0WCWminmax1I2.MTI(二)参差MTI的频应特性 为克服等频状态下的盲速，采用重频参差技术，可将速度响应的零点推出几倍马赫之外。1、等重频时N阶MTI的加权系数为Wn，n=1,2,N则系统冲击响应
13、为：101NkknWkhNnn2.MTIMTI的速度响应为：其中V为目标的径向速度此|H(V)|为周期性函数，在fr整数倍相对应的速度处将为零 1010NnnNnnznWznhzH10NnnTjnjrdeweH 104NnnTVjnewVH2.MTI例：雷达工作频率3GHz，波长为0.1m1000200030004000500060007000800090001000050100150200250300350400450500PRF(Hz)Blind Speed(m/s)2、参差重频速度的响应设N个脉冲的相互间隔为：T1 T2,TN-1,即第k个和第k-1个脉冲的间隔为Tk，则有冲击响应为：1
14、212111210NTTTtnTTtTttth2.MTI则系统频率响应为：零点推出几马赫以外 1211110NTTTjTjtjeNwewwdtethH 04exp01000TTTVjnwVHNnnii VH2.MTI(三)参差MTI权系数设计 参差使I下降，权系数设计的目标是使参差MTI的改善因子I非参差MTI的I。两种设计方法：1、权系数修正法 （前提：非参差MTI权值已知，参差间隔Tn已知）令非参差MTI最佳权为 频率响应为 1,1,0,Nnwn 1102NnfnTjnarewfH2.MTI参差时，设第n个脉冲发射时刻为Tn，时变加权系数为hn。则参差MTI的频应为：令在杂波中心附近范围内
15、，参差和非参差MTI频率响应模的平方相等，则可保证两者I相等，即：其中f0为杂波中心频率 2102NnfTjnhnehfH 22fHfHha20rfff2.MTI注意这里和前面的Tn不同 当f0=0时，将上式在零点做泰勒展开：2.MTI 12020001!2!nNjfThnnhhhHfh eHHHff 1()00(2)0,1,2,NkkkhnnnHjh Tk 其中：同样，有：1()00(2)()0,1,2,NkkkanrnHjwnTk 2,1,000NmHHmhma令：则可以得到N-1个方程。11001122003NNmmnnrnnnNNnnnnT hnTwhw则可以解得系数hn。进一步可以得
16、到方程组：f00时，由(2)式可得：将hn代入上式，就可以得出杂波谱中心不在零频处的参差MTI的时变加权系数 1200204NjfTnhhnnjf TnnnHfHffh ehh e nh2.MTI总结：参差MTI设计步骤如下nw（1）设计凹口中心在零频的非参差MTI的最佳权系数。（2）解式（3）求出凹口中心在零频处MTI的时变加权系数。（3）当凹口中心非零时（即杂波中心非零时），由式（4）可得出相应的时变加权系数。注：权系数修正法只适用于单杂波环境，当多杂波存在时，可采用特征向量法直接设计。2.MTI2特征向量法：这是已知参差码时的最佳权系数直接设计法，设计准则是对已知模型的杂波，平均改善因子
17、最大。设 为参差时变参差时变加权，n=0,1,2,N-1.则频率响应为nw)5()(10NnTjnwnewfH2.MTI杂波功率谱为：杂波相关阵为mnifCfC1)()(ijCC)6()(1)(2dfefCCiCfTTjijji2.MTI改善因子:所以求解权系数w,变为求解矩阵C的最小特征值所对应的特征向量。当 时*CWWWWITT*WCWminminmax1 II2.MTI例：设计6脉冲MTI能抗地杂波和中心在-50HZ+150HZ范围内的气象杂波杂波模型：地杂波高斯谱，=4HZ，强度=60dB.气象杂波高斯谱，=13HZ，中心分别在-50HZ，50HZ，100HZ，150HZ，强度分别为
18、40dB，30dB，30dB，40dB。2.MTI 地杂波（f=0处）有深凹口 气象杂波区，从-50HZ+150HZ有一个200HZ宽的凹口 通带内波纹很小-50Hz150Hz02.MTI下面两表为设计的三和六脉冲MTI的改善因子表1，三脉冲MTI参差比I（dB）权种类最佳权未修正权修正权1:117:2418:2340.4640.4640.4640.6240.62 40.7640.7636.52 34.582.MTI表2，六脉冲MTI，fr=657HZ 可见，参差时，不进行权系数修正，I损失大 2.MTI参差比选择的原则：p 使MTI速度响应的第一盲速目标最大速度p 速度响应通带内应尽量平坦（
19、波纹小）2.MTI3MTI处理对改善因子和信噪比的损失 一、I上限：受A/D和系统噪声的限制令A/D的量化误差为，信号在A/D输入，输出分别为SD 和SA，则：SA=SD+，=2-b(b为A/D有效位数)设为均匀分布的白噪声：因 理想情况：)(.20CCSSIiio10iSS则令 Ci=1（归一化）Co=0（理想情况杂波全部被抑制）2为A/D量化噪声的功率 )(221210121011022dBogbogogogI上限3MTI处理对改善因子和信噪比的损失 A/D位数（b）9101112 （dB）65717783 上限I表1 b与 的关系 上限I实际上:因 ,Co0.因此 ,接收机和系统其它噪声
20、也会限制I。10iSS上限实际II3MTI处理对改善因子和信噪比的损失 设系统总噪声为 ，调整增益，使 ，(即系统最小方差=A/D最小量化间隔)，因此系统噪声和A/D量化误差两者对I的限制为：bn 22n)(21312log(10212121log10)1log(1022222dBIbbbn上限表2，与b的关系 上限I9 10 11 12 （dB）53.9 59.6 65.9 71.6 上限Ibitb3MTI处理对改善因子的限制和信噪比的损失 二.MTI处理损失由有限字长造成 模型：MTI3MTI处理对改善因子和信噪比的损失 MTI处理有限字长为bm，截尾噪声为：MTI输入端口噪声为:将MTI处理增加的噪声 ，折合到MTI输入端，其噪声等效增大了 ,其中为MTI平均增益。mbm222121ADbDAni2222.12132mGm/2102|NnWnG3MTI处理对改善因子和信噪比的损失 所以LMTI为:22log10/iiSNS原GSNSmii/log10/222现GNSNSLADmbbMTI222121321log10现原3MTI处理对改善因子和信噪比的损失 例:A/D为12bits，MTI用12位字长运算 随着MTI字长 ，如MTI采用浮点运算，可忽略。923.01log10GLMTIMTILMTIL3MTI处理对改善因子和信噪比的损失
