1、第二章 谐振功率放大器第二章 谐振功率放大器2.1 谐振功率放大器的工作原理谐振功率放大器的工作原理2.2 谐振功率放大器的工作状态谐振功率放大器的工作状态2.3 谐振功率放大器的高频特性谐振功率放大器的高频特性2.4 谐振功率放大器的综合分析谐振功率放大器的综合分析2.5 谐振功率放大器的电路设计谐振功率放大器的电路设计2.6 开关型功率放大器开关型功率放大器2.7 功率分配与合成功率分配与合成2.8 集成器件与应用电路举例集成器件与应用电路举例本章小结本章小结思考题和习题思考题和习题第二章 谐振功率放大器2.1 谐振功率放大器的工作原理谐振功率放大器的工作原理因为涉及信号的非线性变换和有源
2、器件工作状态的转换,所以不能用传统的基于器件模型的 电路分析来完整认识谐振功率放大器。谐振功放的工作原理需要在原理电路的基础上,通过图解 法和解析法,在时域和频域上综合分析。第二章 谐振功率放大器2.1.1 原理电路原理电路 谐振功率放大器的原理电路如图2.1.1所示,电路采用晶体管作为有源器件,这样的晶体管 也称为功率管。输入回路和输出回路共用晶体管的发射极,构成共发射极组态,可以实现倍数较 大的电压、电流和功率放大。直流偏置电压UBB和电压源电压UCC为晶体管提供直流偏置。前级电 路提供的被放大功率的交流信号用交流输入电压ub代表,UBB和ub叠加产生晶体管的输入电压 uBE。第二章 谐振
3、功率放大器uBE经过晶体管放大产生集电极电流iC,iC流过电感L、电容C 和电阻R 构成的LC 并联谐 振回路,在回路两端生成交流输出电压uc,uc代表放大功率后的交流信号。谐振时,LC 并联谐振 回路的谐振频率0与交流信号的频率 相等,uc的方向与C的方向一致,晶体管的输出电压uBE等于UCC和uc反向叠加。第二章 谐振功率放大器图2.1.1 谐振功率放大器的原理电路第二章 谐振功率放大器2.1.2 波形变换波形变换 晶体管的转移特性如图2.1.2所示。大信号工作时,集电极电流iC变化范围较大,iC和输入电 压uBE的关系可以近似为两段直线,分别代表晶体管的放大区和截止区。两段直线连接点的u
4、BE为 晶体管的导通电压uBE(on),放大区的转移特性曲线的斜率为晶体管的交流跨导gm。第二章 谐振功率放大器图2.1.2 谐振功率放大器的波形变换第二章 谐振功率放大器2.1.3 选频滤波选频滤波 谐振功率放大器的交流输出电压uc应该和交流输入电压ub一样,是完整的余弦波,所以不能 简单地用一个负载电阻直接把余弦脉冲形式的集电极电流iC转换成余弦脉冲电压,而需要分析iC 的频谱结构,用负载网络对其选频滤波,得到并输出余弦波电压。第二章 谐振功率放大器作为周期信号,iC可以分解为各个频率分量叠加的形式,即其中,IC0为直流分量,即iC的时间平均值,其他各项都是交流分量。交流分量包括频率为 的
5、基 波分量Ic1mcost、频率为2 的二次谐波分量Ic2m cos2t,以及后续的各个高次谐波分量。各个 交流分量单独都是余弦波,频率是 的整数倍,振幅各不相同。第二章 谐振功率放大器在放大区,晶体管的转移特性近似为直线,uBE和iC是线性关系。在通角范围内,如t从-到时,iC可以用cost的线性函数如acost+b 描述,并利用t=0时iC=iCmax和t=时iC=0确定参数a、b 的取值。t从-到的一个周期中,iC的表达式为第二章 谐振功率放大器参考附录 A,利用傅立叶变换,可以计算出iC的直流分量的幅度和各个交流分量的振幅,它 们都是iC的峰值iCmax和与有关的余弦脉冲分解系数的乘积
6、:IC0=iCmax0(),Ic1m=iCmax1(),Ic2m=iCmax2(),。IC0,Ic1m,Ic2m ,都随变化,=/3时,iC的频谱如图2.1.3所示。第二章 谐振功率放大器图2.1.3 通角=/3时集电极电流iC的频谱第二章 谐振功率放大器第二章 谐振功率放大器第二章 谐振功率放大器当LC 并联谐振回路的谐振频率0等于交流输入电压ub的频率 时,LC 回路对集电极电流 iC中的基波分量Ic1mcost谐振,对该电流表现为谐振电阻Re,在回路两端得到交流电压uc=Re Ic1mcost=Ucmcost。对iC中其他的频率分量,LC 回路则失谐而近似为短路,不能得到交流输 出电压。
7、上述选频滤波的频域描述如图2.1.5所示。经过选频滤波,回路两端的交流输出电压只有iC的基波分量产生的频率为 的余弦波。第二章 谐振功率放大器第二章 谐振功率放大器类似地,如果LC 回路的谐振频率等于ub的频率的整数倍,如0=n(n=2,3,4,),则 LC 回路对iC中的n 次谐波分量Icnmcosnt谐振,而对其他频率分量失谐。选频滤波后,回路两 端的交流输出电压uc=ReIcnmcosnt=Ucmcosnt。于是,电路在放大功率的同时也提高了频率,可以实现倍频功放。第二章 谐振功率放大器2.1.4 功率和效率功率和效率 谐振功率放大器输出回路的电压和电流明显大于输入回路,可以近似地只分析
8、输出回路来研 究功率和效率。在输出回路中,电压源UCC提供给电路的功率称为直流输入功率。UCC给出的电流主要是集电 极电流iC,其时间平均值为余弦脉冲的直流分量IC0,直流输入功率为第二章 谐振功率放大器LC 并联谐振回路上的交流功率是谐振功放提供给后级电路的功率,称为交流输出功率。在 基波输出,即LC 回路的谐振频率0等于交流输入电压ub的频率 时,谐振电阻Re上的交流电 流为iC中的基波分量Ic1mcost,交流电压uc=Ucmcost,交流输出功率为第二章 谐振功率放大器直流输入功率是电压源提供的总功率,除去交流输出功率提供给后级电路外,剩下的功率消 耗在电路内部,又因为晶体管集电结上反
9、偏电压最大,又流过完整的集电极电流,所以功率消耗 主要集中在集电结上,这部分功率称为集电结消耗功率。根据能量守恒,集电结消耗功率 PC=PE-Po。设计电路时,集电结消耗功率不能超过所选晶体管允许的最大功耗,以保证管子不被烧 坏。第二章 谐振功率放大器谐振功放的集电极效率是有用的交流输出功率与总的直流输入功率的比值,参考式(2.1.1)和 式(2.1.2),有其中,g1()=1()/0(),称为波形函数,其与通角 的 关系如图2.1.6所示。第二章 谐振功率放大器图2.1.6中,从0变化到,包含了甲类、甲乙类、乙 类和丙类功率放大器的情况。从甲类功放到丙类功放,随着 的减小,g1()增大,集电
10、极效率C不断提高。第二章 谐振功率放大器图2.1.6 波形函数g1()与通角的关系第二章 谐振功率放大器第二章 谐振功率放大器2.2 谐振功率放大器的工作状态谐振功率放大器的工作状态在同一通角下,由于晶体管工作点的运动轨迹不同,谐振功率放大器可以有不同的工作状 态,各种工作状态下的输出电压和电流参数的变化特征不一样,功率和效率也有区别。调整通角 和工作状态可以使输出电压和电流参数的变化特征符合需要,并获得合适的功率和效率。第二章 谐振功率放大器2.2.1 动特性曲线动特性曲线动特性曲线如图2.2.1所示。作为参考,输入电压uBE的波形被画在输出特性坐标系的右边,其中,直流电压UBB和交流输入电
11、压ub=Ubmcost是相加关系。因为放大区中输出特性曲线的高 度与uCE呈线性关系,所以可以调整uBE的波形使其上的工作点与对应的输出特性曲线等高。第二 个参考是晶体管的输出电压uCE的波形,其中,直流电压UCC和交流输出电压uc=Ucm cost是相 减关系:uCE=UCC-uc=UCC-Ucmcost。第二章 谐振功率放大器图2.2.1 动特性曲线第二章 谐振功率放大器2.2.2 工作状态工作状态 根据动特性曲线的起点 A 的位置,可以定义三种谐振功率放大器的工作状态。如图2.2.2 所 示,如果点 A 位于uBEmax对应的输出特性曲线的拐点,即在晶体管的放大区和饱和区之间,此时 的工
12、作状态称为临界状态。如果点 A 位于uBEmax对应的输出特性曲线的水平段上,即完全进入放 大区,此时的工作状态称为欠压状态。在临界状态的基础上,减小交流输出电压的振幅Ucm 就减 小了动特性曲线的横向范围,点 A 右移而动特性曲线的终点 C对称左移,这样就进入欠压状态。第二章 谐振功率放大器集电极电流iC的波形由动特性曲线在纵轴上的投影沿时间展开得到,临界状态和欠压状态下,iC 是余弦脉冲。如果在临界状态的基础上增大Ucm,点 A 左移而点 C对称右移,点 A 将位于uBEmax 对应的输出特性曲线的倾斜段上,即完全进入饱和区,此时的工作状态称为过压状态。过压状态 下,工作点从点 A 开始运
13、动时,其横坐标uCE增大,输出特性曲线的水平段从uBEmax 对应的高度下 降,但倾斜段重合在饱和区,所以开始一段时间,工作点在饱和区中倾斜的输出特性曲线上向上 走,一直走到点 E。此时,输出特性曲线的水平段和点 E等高,即点 E在输出特性曲线的拐点上。第二章 谐振功率放大器之后,横坐标uCE继续增大,工作点进入放大区,其纵坐标则随着输出特性曲线的水平段的下降而 减小。这样,过压状态的动特性曲线是 A、E、D、C四点连线,该动特性曲线投影展开得到的iC波 形称为凹陷余弦脉冲,动特性曲线的 AE段对应iC的凹陷部分。欠压状态和临界状态下,谐振功放的晶体管工作在放大区和截止区;过压状态下,晶体管工
14、 作在放大区、截止区和饱和区。过压状态下,iC的余弦脉冲带有凹陷,凹陷余弦脉冲可以视为两 个余弦脉冲的叠加,可以通过它们各自的峰值和通角计算各个频率分量,叠加得到iC的频谱。第二章 谐振功率放大器图2.2.2 谐振功放的三种工作状态第二章 谐振功率放大器2.2.3 最佳工作状态最佳工作状态 保持通角不变时,在临界状态、欠压状态和过压状态下,谐振功率放大器的交流输出功率和 集电极效率发生变化,功率最大同时效率最高的工作状态为最佳工作状态。图2.2.2中,谐振功放的通角不变,通过调整交流输出电压的振幅Ucm 获得三种工作状态,再根 据集电极电流iC的波形,获得三种工作状态下基波分量的振幅Ic1m
15、的大小关系,最后根据式(2.1.2)和式(2.1.3),得到三种工作状态下功率和效率的比较结果,如表2.2.1所示。第二章 谐振功率放大器第二章 谐振功率放大器表2.2.1的比较结果说明,临界状态功率最大,效率最高,是最佳工作状态。过压状态也有较 高的集电极效率,在弱过压时,即谐振功放刚从临界状态进入过压状态时,Ucm增加比Ic1m减小对Po 的作用更明显,所以开始Po会略有增加,但随着过压的加深,PPo迅速减小。临界状态并非谐振功放唯一可选的工作状态。有些应用场合,谐振功放工作中负载有变化,为 了提供比较稳定的交流输出电压,就需要使谐振功放工作在过压状态,限制Ucm的变化。第二章 谐振功率放
16、大器2.2.4 工作状态的调整工作状态的调整 谐振功率放大器的工作状态取决于动特性曲线的起点 A 的位置,点 A 在uBEmax对应的输出特 性曲线上横坐标为uCEmin的位置。uCEmin=UCC-Ucm=UCC-Ic1mRe,uBEmax=UBB+Ubm,根据这两 个公式,可以选择易于调整的参数决定点 A 的位置,从而改变工作状态。参数包括谐振电阻Re、电压源电压UCC、直流偏置电压UBB和交流输入电压的振幅Ubm。如图2.1.2所示,谐振功放的通 角只与输入回路的电压有关,这四个参数中,Re和UCC在输出回路上,保持UBB和Ubm不变,调 整e和UCC时不变,UBB和Ubm在输入回路上,
17、调整它们会引起的变化。第二章 谐振功率放大器1.负载特性负载特性 保持其他三个参数不变,只调整谐振电阻 Re,谐振功率放大器的工作状态、输出电流和电 压、功率和效率的变化称为负载特性。Re增大时,交流输出电压的振幅Ucm=Ic1mRe随之增大,参考uCE的波形,动特性曲线的变化 如图2.2.3所示。起点 A 在uBE对应的输出特性曲线的水平段上左移到拐点,再进入倾斜段,终点 C则等水平距离右移。谐振功放的工作状态从欠压状态开始,Re增大到一定值时处于临界状态,之后进入过压状态。第二章 谐振功率放大器图2.2.3也给出了集电极电流iC的变化。从欠压状态到临界状态,iC的峰值iCmax不变,通角
18、也不变,由这两个参数决定的iC波形不变,是同样的余弦脉冲。进入过压状态,iC出现凹陷,凹陷 将随着过压的加深而变深第二章 谐振功率放大器图2.2.3 负载特性引起的工作状态的变化第二章 谐振功率放大器Re增大时,与功率和效率有关的输出电流和电压参数的变化如图2.2.4(a)所示。从欠压状态 到临界状态,因为iC余弦脉冲波形不变,所以其中的直流分量的幅度IC0和基波分量的振幅Ic1m 不 变。进入过压状态,随着凹陷的出现和变深,IC0和Ic1m都减小。交流输出电压的振幅Ucm=Ic1m Re,欠压状态下Ic1m不变,Ucm 随着Re的增大而增大,过压状态下Ic1m 减小而Re增大,Ucm 基本不
19、 变。Re增大时,有关功率和效率的变化如图2.2.4(b)所示。直流输入功率 PE=IC0UCC,与IC0的 变化一致。交流输出功率Po=0.5Ic1mUcm ,欠压状态下Ic1m 不变,Po与Ucm 的变化一致,过压状态 下Ucm 基本不变,Po与Ic1m 的变化一致。集电极效率C=0.5g1()=0.5g1()Ucm/UCC,与Ucm 的 变化一致。第二章 谐振功率放大器图2.2.4 负载特性引起的输出电流和电压参数、功率和效率的变化第二章 谐振功率放大器2.集电极调制特性集电极调制特性 保持其他三个参数不变,只调整电压源电压UCC,谐振功率放大器的工作状态、输出电流和电压、功率和效率的变
20、化称为集电极调制特性。在振幅调制时,可以利用这一特性,让谐振功放 在放大功率的同时生成普通调幅信号,这种方法称为集电极调幅。第二章 谐振功率放大器UCC增大时,参考uCE的波形,动特性曲线的变化如图2.2.5所示。起点 A 在uBE对应的输出特 性曲线的倾斜段上上移到拐点,再进入水平段,终点 C则等水平距离右移。谐振功放的工作状态 从过压状态开始,UCC增大到一定值时处于临界状态,之后进入欠压状态。图2.2.5也给出了集电极电流iC的变化。过压状态下,iC波形是凹陷余弦脉冲,凹陷随着过压 的减弱而变浅,到临界状态消失。进入欠压状态,iC的峰值iCmax和通角都不变,iC是同样的余弦 脉冲。第二
21、章 谐振功率放大器UCC增大时,与功率和效率有关的输出电流和电压参数的变化如图2.2.6(a)所示。从过压状态 到临界状态,随着凹陷的变浅和消失,IC0和Ic1m 都增大。进入欠压状态,iC 余弦脉冲波形不变,IIC0和Ic1m 也不变。Ucm=Ic1mRe,与Ic1m 的变化一致。第二章 谐振功率放大器图2.2.5 集电极调制特性引起的工作状态的变化第二章 谐振功率放大器UCC增大时,有关功率和效率的变化如图2.2.6(b)所示。直流输入功率 PE=IC0UCC,过压状 态下,随着IC0和UCC的增大,PE按平方率增大,欠压状态下IC0不变,PE随着UCC的增大而线性 增大。交流输出功率Po
22、=0.5Ic1m Ucm ,过压状态下,随着Ic1m 和Ucm 的增大,Po按平方率增大,欠压状态下Ic1m和Ucm 基本不变,Po也基本不变。集电极效率C=0.5g1()=0.5g1()Ucm/UCC,过 压状态下,随着Ucm 和UCC的增大,C基本不变,欠压状态下,Ucm 基本不变,C随着UCC的增大而 减小。第二章 谐振功率放大器图2.2.6 集电极调制特性引起的输出电流和电压参数、功率和效率的变化第二章 谐振功率放大器3.基极调制特性和放大特性基极调制特性和放大特性 保持其他参数不变,只调整直流偏置电压UBB或交流输入电压的振幅Ubm,也会引起谐振功 率放大器的工作状态、输出电流和电压
23、、功率和效率的变化。调整UBB产生的变化称为基极调制 特性,调整Ubm产生的变化称为放大特性。谐振功放可以利用基极调制特性,既放大功率又生成 普通调幅信号,这种振幅调制称为基极调幅。第二章 谐振功率放大器UBB或Ubm 增大都引起uBEmax=UBB+Ubm 的增大,动特性曲线的变化如图2.2.7所示。uBEmax增 大时不但其对应的输出特性曲线的水平段上升,集电极电流iC的峰值iCmax增大,而且根据图2.1.2,通角q 也会增大。iCmax和的增大又引起Ic1m 的增大,Ucm=Ic1mRe随之增大。所以,动特性曲 线的起点 A 向上向左移动到拐点,再进入倾斜段,终点 C则等水平距离右移。
24、谐振功放的工作状 态从欠压状态开始,UBB或Ubm 增大到一定值时处于临界状态,之后进入过压状态。图2.2.7也给出了iC的变化。从欠压状态到临界状态,iC是余弦脉冲,iCmax和 都增大。进入过压状态,继续增大,iC出现凹陷,随着过压的加深,凹陷的底部变低而两边变高。第二章 谐振功率放大器图2.2.7 基极调制特性和放大特性引起的工作状态的变化第二章 谐振功率放大器UBB或Ubm 增大时,与功率和效率有关的输出电流和电压参数的变化如图2.2.8(a)所示。从欠 压状态到临界状态,iC余弦脉冲的iCmax和都增大,IC0和Ic1m 也增大。进入过压状态,凹陷的余 弦脉冲的底部和两边反向变化,I
25、C0和Ic1m 基本不变。Ucm=Ic1m Re,与Ic1m 的变化一致。UBB或Ubm增大时,有关功率和效率的变化如图2.2.8(b)所示。直流输入功率PE=IC0UCC,与 IC0的变化一致。交流输出功率Po=0.5Ic1m Ucm,欠压状态下,随着Ic1m 和Ucm 的增大,Po按平方 率增大,过压状态下,Ic1m 和Ucm 基本不变,Po也基本不变。集电极效率C=0.5g1()=0.5g1()Ucm/UCC,与Ucm 的变化一致。第二章 谐振功率放大器图2.2.8 基极调制特性和放大特性引起的输出电流和电压参数、功率和效率的变化第二章 谐振功率放大器【例【例2.2.1】谐振功率放大器工
26、作在临界状态。为了提高集电极效率C,需要调整直流偏置 电压UBB和谐振电阻Re。两个参数应该如何调整?调整以后,谐振功放的功率如何变化?第二章 谐振功率放大器图2.2.9 直流偏置电压UBB和谐振电阻Re联调工作状态第二章 谐振功率放大器第一步调整得到的动特性曲线说明此时的谐振功放工作在欠压状态,还可以继续利用负载特 性,通过增大Re来增大Ucm,调整到临界状态,进一步提高集电极效率。第二步调整后的动特性 曲线如图2.2.9所示。经过两步调整,谐振功放以较小的 和较高的C,再次工作在临界状态。式(2.1.3)中,C还 与Ucm 有关。但是,因为晶体管的饱和区中,转移特性曲线的斜率很大,所以调整
27、前后的两个临界 状态下的Ucm 近似相等,C主要取决于。Ic1m 在第一步调整中减小,在第二步调整中不变,两步调整后,Ucm基本不变,根据式(2.1.2),交流输出功率Po将下降。第二章 谐振功率放大器2.3 谐振功率放大器的高频特性谐振功率放大器的高频特性交流信号频率f 较高时,受到极间电容如发射结电容Cbe的影响,晶体管的共发射极交流电 流放大倍数会随着f 的增加而减小,当下降-3dB即最大值的0.707倍时,对应的频率为上 限频率f。分析谐振功率放大器的工作原理和工作状态时,所用的晶体管的伏安特性为静态特 性,适用于交流信号频率较低即f 0.5f时,静态特 性不能够完整描述晶体管的电流和
28、电压之间的关系,对谐振功放的分析还需要考虑基区渡越效 应、基区体电阻、饱和压降,以及引线电感和极间电容等因素的影响。第二章 谐振功率放大器1.基区渡越效应的影响基区渡越效应的影响 晶体管工作时,输入电压uBE作用到发射结,发射区的注入电流扩散过发射结,再经过基区到 达集电结,漂移过集电结,进入集电区,形成收集电流,产生集电极电流iC。交流信号的频率较低 时,晶体管的电流和电压同步变化,uBE变化引起iC变化所需的时间与信号周期相比可以忽略不 计,iC和uBE同时增大或减小。交流信号的频率较高时,载流子电流经过基区所需的渡越时间与信号周期相比不可忽略,载流子漂移过集电结的时间也不可忽略,导致iC
29、的变化滞后于uBE的变化,加之载流子运动不规则,渡越时间分散,会造成谐振功放的iC峰值减小,通角变大,导致基波分 量振幅减小,交流输出功率和集电极效率随之降低。第二章 谐振功率放大器2.基区体电阻的影响基区体电阻的影响 因为基区渡越效应,谐振功放放大高频信号时,集电极电流iC峰值减小且滞后于uBE的变化,也滞后于与uBE同步的发射极电流iE,这导致基极电流iB增大。iB增大使得基区变宽,发射结变窄 而阻抗明显减小。输入电压uBE作用到基区体电阻rbb和发射结阻抗上,发射结阻抗减小导致uBE作用到发射结的有效电压下降,这会进一步降低交流输出功率。第二章 谐振功率放大器3.饱和压降的影响饱和压降的
30、影响 谐振功放在高频、大功率放大时,由于频率高且基极电流较大,功率管的饱和压降UCE(sat)也 会增大,如频率为几十兆赫兹时,UCEE(sat)3V,频率为几百兆赫兹时,UCE(sat)5V。电源电压 UCC 不变时,UCE(sat)增大导致交流输出电压的最大振幅Ucm=UCC-UCE(sat)减小,从而减小交流输 出功率和集电极效率。第二章 谐振功率放大器4.引线电感和极间电容的影响引线电感和极间电容的影响 高频放大时,引线电感和极间电容对谐振功放的影响显著。特别是在共发射极组态中,发射 极引线电感的影响最为明显,因为发射极电流在其上产生的反馈电压将导致电压增益下降,减小 交流输出功率。极
31、间电容如发射结电容Cbe使输入阻抗减小,寄生反馈增加,导致谐振功放工作 不稳定。第二章 谐振功率放大器设计谐振功率放大器时,为了减小基区渡越效应、基区体电阻和饱和压降的影响,需要选取 特征频率远高于交流信号频率、饱和压降变化较小的功率管。为了减小引线电感和极间电容的影 响,宜采用分布参数电路取代集总参数电路,并为电路选用超高频器件。第二章 谐振功率放大器2.4 谐振功率放大器的综合分析谐振功率放大器的综合分析 对谐振功率放大器作综合分析,需要用通角联系输入回路和输出回路的电压,设计和改变动 特性曲线,调整工作状态,达到大功率和高效率输出的目的。第二章 谐振功率放大器【例【例2.4.1】谐振功率
32、放大器和晶体管的输出特性如图2.4.1所示。电压源电压UCC=12V,直流偏置电压UBB=0.5V,晶体管的导通电压UBE(on)=0.7V,交流跨导gm=2S,交流输入电压 ub=0.4costV,谐振电阻Re=64.1。计算通角,确定谐振功放的工作状态,计算交流输出功 率Po和集电极效率C,画出动特性曲线、集电极电流iC和晶体管输出电压uCE的波形第二章 谐振功率放大器图2.4.1 谐振功率放大器和晶体管的输出特性第二章 谐振功率放大器第二章 谐振功率放大器第二章 谐振功率放大器图2.4.2 动特性曲线、iC和uCE的波形第二章 谐振功率放大器【例【例2.4.2】谐振功率放大器及其动特性曲
33、线如图2.4.3所示。晶体管的导通电压UBE(on)=0.6 V。计算通角、交流输出功率Po和集电极效率C,计算直流偏置电压UBB和交流输入电压ub的 振幅Ubm。为使谐振功放工作在临界状态,谐振电阻Re应如何调整?画出调整后的动特性曲线。第二章 谐振功率放大器图2.4.3 谐振功率放大器及其动特性曲线第二章 谐振功率放大器第二章 谐振功率放大器第二章 谐振功率放大器图2.4.4中,为了确定调整后动特性曲线的拐点D,沿原动特性曲线在放大区的一段画出延长 线,又因为点 B的横坐标uCE=UCC,所以再从UCC的位置向下画出垂线,延长线与垂线的交点即 为点 B,在UBB=-0.4V 对应的输出特性
34、曲线上。调整Re时点B的位置不变,新动特性曲线的起点与之连线,得到拐点 D的新位置。从图2.4.4中可以看出,当 /2时,UBB对应的输出特性曲线在横轴下方,此时调整Re则 拐点D的位置有变化;当=/2时,UBB=UBE(on),其对应的输出特性曲线在横轴上,点B和点D 2重合,此时调整Re则 D的位置不变。第二章 谐振功率放大器图2.4.4 动特性曲线的调整第二章 谐振功率放大器2.5 谐振功率放大器的电路设计谐振功率放大器的电路设计谐振功率放大器的电路设计用实际电路实现原理电路中的输入回路和输出回路。原理电路中,输入回路把直流偏置电压UBB和交流输入电压ub作为两个理想的、没有内阻的 电压
35、源,通过串联实现晶体管的输入电压uBE=UBB+ub。在输入回路上,基极电流iB也是余弦脉 冲,等于集电极电流iC除以晶体管的共发射极电流放大倍数。iB余弦脉冲也可以分解为直流分 量IB0和交流分量ib,ib包括基波分量Ib1mcost和各次谐波分量,IB0和ib共用输入回路,都流过 UBB和ub两个电压源第二章 谐振功率放大器输出回路的电路设计需要解决类似的问题,所以输入回路的电路设计也适用于输出回路的电 路设计。此外,因为实际电路只使用一个电压源UCC,输入回路还需要用电路来实现直流偏置电 压UBB。当实际的负载电阻不等于谐振功放需要的谐振电阻时,输出回路还需要用输出匹配网络 来实现阻抗变
36、换。第二章 谐振功率放大器2.5.1 基极馈电和集电极馈电基极馈电和集电极馈电 输入回路中实现直流和交流的电流叠加和电压叠加的电路设计称为基极馈电,输出回路中相 应的电路设计称为集电极馈电。第二章 谐振功率放大器基极馈电包括串联馈电和并联馈电两种基本形式,如图2.5.1所示。两种馈电都采用高频扼 流圈Lc和旁路电容CBP引入直流偏置电压UBB。高频扼流圈是一个缠绕在铁氧体芯上或空心的电 感,匝数一般为几十到几百,自感一般为几毫亨。高频扼流圈对直流和低频信号近似短路,对高 频信号近似开路。旁路电容一般以微法为单位,其作用与高频扼流圈相反,对直流和低频信号开路,对高频信号短路。高频扼流圈Lc和旁路
37、电容CBP配合使用,通过其相反的阻抗,使直流电流 IB0和交流电流ib分流。第二章 谐振功率放大器串联馈电如图2.5.1(a)所示。对IB0而言,Lc短路而CBP开路,IB0流过UBB。IB0的路径为直流 通路,直流通路中,直流偏置电压UBB与基极和发射极连接。交流输入电压ub经过变压器耦合引 入输入回路,IB0流过ub时被变压器的副边短路。对ib而言,Lc开路而CBP短路,ib不流过UBB。ib的路径为交流通路,交流通路中,ub与基极和发射极连接。在基极和发射极,IB0和ib叠加。第二章 谐振功率放大器图2.5.1 基极馈电第二章 谐振功率放大器集电极馈电也有串联馈电和并联馈电两种基本形式,
38、如图2.5.2所示,IC0和ic代表集电极电 流ic中的直流分量和交流分量。串联馈电的交流通路中,高频扼流圈Lc被交流耦合电容CBP短 路,Lc不影响电感L 和电容C 构成的并联谐振回路的谐振频率。并联馈电的交流通路中,Lc和交 流耦合电容CC串联,再并联到LC 回路上,所以Lc和CC的分布参数会影响谐振频率。串联馈电 的LC 回路上的直流电位为UCC,并联馈电的LC 回路上的直流电位为零,所以后者在调整和使用 中更安全方便。第二章 谐振功率放大器图2.5.2 集电极馈电第二章 谐振功率放大器2.5.2 直流偏置电压直流偏置电压 谐振功率放大器输入回路的直流偏置电压UBB不是一个单独的电压源,
39、而是通过电路来产生 的。小于/2的通角要求UBB小于晶体管的导通电压UBE(on),UBB可以取较小的正值,也可以取负 值或零,分别称为正偏压、负偏压和零偏压。第二章 谐振功率放大器正偏压UBB需要用电压源电压UCC经过分压式偏置实现。图2.5.3(a)以串联馈电为例,给出了 UBB的产生电路。其中,两个电阻RB1和RB2对UCC分压,获得UBB。为了减小 RB1和 RB2的功耗,图2.5.3 分压式偏置实现正偏压 RB1和RB2取值较大,UBB不能简单地按电阻串联的分压比计算。可以根据戴维南定理,把分压式 偏置电路等效处理,如图2.5.3(b)所示,则有第二章 谐振功率放大器图2.5.3 分
40、压式偏置实现正偏压第二章 谐振功率放大器类似于 N 沟道结型场效应管放大器的直流偏置,负偏压UBB也可以用自给偏置,通过直流电 流流过电阻来实现。图2.5.4(a)以并联馈电为例,给出了UBB的产生电路,原来UBB位置的电压源 替换为电阻RB。根据晶体管三个电极上的直流电流IB0、IC0和IE0在电路中的分布,可以看到IB0 自右向左流过RB,所以UBB=-IB0RB,这种自给偏置称为基极自给偏置。如果把接地端移到电 阻的另一端,则电路如图2.5.4(b)所示,流过电阻的直流电流是发射极直流电流IE0,即发射极电 流iE余弦脉冲中的直流分量,此时,UBB=-IE0RE,这种自给偏置称为发射极自
41、给偏置。第二章 谐振功率放大器图2.5.4 自给偏置实现负偏压第二章 谐振功率放大器如果将 图 2.5.3(a)中 的 电 阻 RB1 右 端 接 地,则 在 串 联 馈 电 中 实 现 负 偏 压 UBB=-IB0(RB1 RB2),如果再将两个电阻短路,则实现零偏压,如图2.5.5(a)所示。零偏压时UBB实 际不存在,基极的交流电流ib也可以流过UBB原来的位置,所以电路中去掉了分流直流电流IB0和 交流电流ib的高频扼流圈Lc和旁路电容CBP。图2.5.4(a)和(b)中,将RB和RE短路,则负偏压演 变为零偏压,如图2.5.5(b)所示。电路中去掉了CBP,但保留了Lc和交流耦合电容
42、CB,继续起分 流IB0和ib的作用。第二章 谐振功率放大器图2.5.5 零偏压的实现第二章 谐振功率放大器谐振功率放大器采用自给偏置获得负偏压UBB时,输入回路能自动调整,稳定输出回路的结 果。如交流输入电压ub的振幅Ubm 因为某种原因增大时,则基极电流iB的余弦脉冲增大,使得IB0 和IE0增大,从而UBB减小。Ubm 增大和UBB减小的共同作用下,晶体管的输入电压uBE中超过导通 电压UBE(on)的部分基本不变,经过转移特性变换后,集电极电流的波形,包括峰值和通角基本不 变,从而动特性曲线、工作状态、输出电流和电压参数、功率和效率也都基本不变。第二章 谐振功率放大器2.5.3 匹配网
43、络匹配网络 谐振功率放大器在临界状态下功率最大,效率最高,而临界状态对应的谐振电阻有确定取 值。当谐振功放的后级电路等效的负载电阻不等于该谐振电阻时,直接接入电路就会改变谐振功 放的工作状态。此时,需要通过匹配网络做阻抗变换,把后级电路等效的负载电阻变为临界状态 对应的谐振电阻。谐振功放也可以根据要求工作在欠压状态或过压状态,也要通过阻抗变换获得 各个状态需要的谐振电阻。第二章 谐振功率放大器起阻抗变换作用的匹配网络有两种基本设计:一种是在谐振功放的LC 并联谐振回路基础上 添加变压器,构成LC 并联谐振回路型匹配网络。一种是修改LC 谐振回路的结构,构成LC 滤波 器型匹配网络。第二章 谐振
44、功率放大器1.LC 并联谐振回路型匹配网络并联谐振回路型匹配网络 LC 并联谐振回路型匹配网络如图2.5.6所示,原LC 并联谐振回路的电感L 作为变压器的原边,变压器的副边接入负载电阻RL,晶体管的集电极连到原边的抽头上。原边和副边的匝数比、原边上抽头的位置都决定阻抗变换的结果。调整原边和副边的匝数比(N1+N2)/N3 可以修改 LC 并联谐振回路两端的谐振电阻Reo,既而决定LC 回路作为带通滤波器的选频滤波性能,如品 质因数Qe 和带宽 BWBPF。匝数比确定后,可以调整电容C 使谐振频率f0为交流信号的频率,获 得基波输出电压。在这个基础上,调整抽头位置,改变抽头和LC 回路下端之间
45、的谐振电阻,直到 其取值为谐振功放需要的谐振电阻Re。LC 回路谐振时,顺时针或逆时针方向的回路电流远大于 抽头上的电流,调整抽头位置对选频滤波性能影响较小。第二章 谐振功率放大器图2.5.6 并联谐振回路型匹配网络第二章 谐振功率放大器【例【例2.5.1】谐振功率放大器采用图2.5.6所示的LC 并联谐振回路型匹配网络,谐振频率f0=30MHz,带宽 BWBPF=1.5MHz,电容C=100pF,谐振功放工作在临界状态,对应的谐振电 阻Re=250,负载电阻RL=100,变压器原边的匝数N1+N2=60。计算N1、N2和副边的匝 数 N3。第二章 谐振功率放大器第二章 谐振功率放大器第二章
46、谐振功率放大器2.LC 滤波器型匹配网络滤波器型匹配网络 LC 滤波器型匹配网络是修改LC 谐振回路的结构,利用其阻抗构成低通滤波器、高通滤波器 或带通滤波器,对集电极电流滤波产生交流输出电压作用到负载电阻RL上。适当的电路结构和电 感、电容的取值使RL折算到晶体管的集电极和发射极之间时等于谐振功放需要的谐振电阻Re。第二章 谐振功率放大器LC 滤波器型匹配网络的设计基础是阻抗的串并联等效变换。如 图2.5.7所示,电阻Rs和电抗 Xs串联,电阻Rp和电抗 Xp并联,如果 串联和并联对外等效,则需要它们的阻抗相等,即 Rs+jXs=Rp jXp。由此得到四个元件取值的变换关系为其中,Qe为滤波
47、器的品质因数,取值一般大于1。从式(2.5.1)和式(2.5.2)可以看出,并联电阻Rp 大于串联电阻Rs,并联电抗 Xp则与串联电抗 Xs性质相同,或者都为电感,或者都为电容。第二章 谐振功率放大器图2.5.7 串并联等效变换第二章 谐振功率放大器第二章 谐振功率放大器图2.5.8(b)和图2.5.9(b)的滤波器称为L型匹配网络。经过L型匹配网络,负载电阻RL对谐 振功率放大器的集电极电流iC中的基波分量Ic1m cost表现为谐振电阻Re,得到交流输出功率,iC中的其他频率分量则被滤波。如果 L型匹配网络是低通滤波器,则iC中的直流分量IC0会在RL 上产生直流输出电压,二次谐波分量和高
48、次谐波分量都被滤除。第二章 谐振功率放大器图2.5.8 串联并联变换第二章 谐振功率放大器图2.5.9 并联串联变换第二章 谐振功率放大器图2.5.9 并联串联变换第二章 谐振功率放大器【例【例2.5.2】谐振功率放大器与天线级联,交流信号的频率f=5.6 MHz,天线的等效负载电 阻RL=50。当谐振功放的谐振电阻Re=210 和Re=13.5 时,分别设计 L型匹配网络实现 谐振功放与天线的阻抗变换。解解 当Re=210 时,因为RL Re,所以应该采用并联串联变换,采用低通滤波器结构的电 路如图2.5.10(b)所示。取并联电阻Rp=RL=50,串联电阻Rs=Re=13.5,滤波器的品质
49、因 数为第二章 谐振功率放大器第二章 谐振功率放大器图2.5.10 谐振功率放大器与天线通过 L型匹配网络级联第二章 谐振功率放大器L型匹配网络中,串联并联变换将较小的负载电阻RL变换为较大的谐振电阻Re,并联 串联变换将较大的RL变换为较小的Re,这些变换适用于RL和Re差异较明显的情况。L 型匹配 网络的品质因数Qe由并联电阻Rp和串联电阻Rs计算,即取决于RL和Re。RL和Re接到 L型匹 配网络两端,匹配时消耗功率相等,因此 L型匹配网络的有载品质因数QL=Qe/2,取值不能自 由调整。信号传输时,QL与信号的中心频率f0和带宽 BW 的关系为 QL=f0/BW,固定的 QL限 制了
50、L型匹配网络对信号的滤波性能。基于两级 L型匹配网络的 型匹配网第二章 谐振功率放大器基于两级 L型匹配网络的 型匹配网络或 T 型匹配网络不仅适用于负载电阻和谐振电阻差 异明显的情况,也适用于二者取值接近的情况。型匹配网络或 T 型匹配网络通过低通滤波器和 高通滤波器的级联,可以实现二阶低通、高通和带通滤波,并且可以自由确定品质因数,对信号 的中心频率和带宽的适应性较好。第二章 谐振功率放大器如图2.5.11所示,型匹配网络可以等效为两级 L型匹配网络的级联。第二级 L型匹配网络 的电抗 Xp2和 Xs2采用图2.5.9所示的并联串联变换设计,将较大的负载电阻RL变换为较小的 界面电阻R。第
