1、第5章 光 收 信 机第5章 光 收 信 机5.1 引言5.2 光电探测器5.3 光收信机的噪声特性5.4 光收信机的性能计算5.5 光接收机电路举例第5章 光 收 信 机5.1 引引 言言从光纤通信系统的模型可知，光收信机是接收经传输衰减后的十分微弱的光信号，并从中检测出传送的信息，放大到足够大后，供终端(或用户)处理使用。由于器件性能的限制，目前光收信机的组成一般如图5-1-1所示(对模拟、数字系统都适用)。这种接收机有如下两个特点：光电探测器仅能检测出光强度变化的信息，这个特性和电通信中的检波器很相似；检测出的信号放大和处理都是在电系统中进行的。由第二个特点可知，光收信机除光电探测器外，
2、其余部分与电通信系统的接收机有极大的类似性。因此，弄清光电检测部分的原理和特性，是光收信机的关键。第5章 光 收 信 机图5-1-1 光接收机的组成第5章 光 收 信 机完成光电检测任务的器件，一般有光电二极管(或称PIN管)和雪崩二极管(或称APD管)。前者使用简单，但检测灵敏度较低；后者使用较复杂，但灵敏度高。目前这两种二极管都得到了广泛的应用。光收信机的主要质量指标是灵敏度。灵敏度是指收信机在保证一定信号质量(或一定的误码率)的条件下，所需接收的最小光功率，常以dBm表示。对于模拟系统的光收信机而言，灵敏度是指保证输出的电信号信噪比不低于某一额定值的最小光功率。对数字系统而言，则是指保证
3、误码率不低于某额定值(如109)的最小光功率。第5章 光 收 信 机和电通信系统一样，影响灵敏度的主要因素是收信机的噪声。由于光电探测器处于收信机的前端，其噪声特性将起决定性的作用，且此时量子噪声的影响将是主要考虑的因素，这种量子噪声是电系统接收机中没有遇到过的。本章将从光电探测器的原理和特性入手，讨论光收信机灵敏度的计算以及影响灵敏度的主要因素，最后介绍一些前端电路(光电探测器部分)的典型形式。收信机的其余部分，因为与电通信系统中几乎完全一样，这里就不再重述。第5章 光 收 信 机5.2 光光 电电 探探 测测 器器5.2.1 PIN光电二极管光电二极管对于一个加有反向电压的PN结光电二极管
4、，由于外加电压方向与空间电荷区电场的方向相同，使势垒加强。其PN结的能带结构如图5-2-1所示，此时，如果有光子入射到PN结上，并且光子的能量大于或等于半导体材料的禁带宽度，那么价带的电子可以吸收一个光子而跃迁到导带，产生一个光生电子空穴对。即当入射光子的能量Eph=hc/大于或等于半导体材料的禁带宽度时，便可以产生一个光生电子空穴对。入射光对应的波长为 phEhc第5章 光 收 信 机图5-2-1 光电二极管工作原理 第5章 光 收 信 机其中，h为普克朗常数(h6.621034 Ws)；c为光速(c=3108 m/s)；Eph=Eg=eV。代入这些常数，可以得到gcEm24.1一些常用材料
5、的带隙能列于表5-2-1。第5章 光 收 信 机第5章 光 收 信 机针对上述两个过程，应作如下两个方面的改进：(1)从材料方面考虑。选择对光波吸收衰减适中的物质，使照射在PN结上的光能较多地穿入内部，有效地产生光电效应，但又不至于穿透半导体，产生非吸收损失。实际测试证明，对于波长为0.51.0 m的光波，用硅材料较好，而锗和铟镓砷材料则适合于 1.11.6 m 的波长范围，如图5-2-2所示。第5章 光 收 信 机图5-2-2 不同材料的吸收系数第5章 光 收 信 机(2)从结构方面考虑。延长光生电子空穴对在耗尽区中的寿命，使在该区中生成的光生载流子产生的光生电流，能有效地叠加在一起。为此耗
6、尽区应有低的掺杂浓度和宽的厚度。根据以上要求，将PN结改变成PIN三层结构。所以，实用的光电二极管结构，如图5-2-3所示。图中的P层和N层都很薄，中间I层为轻掺杂N型半导体，且尺寸较厚，从而使耗尽区变宽，几乎占据了整个PN结器件长度，可使转换效率得到提高。第5章 光 收 信 机图5-2-3 PIN 光电二极管第5章 光 收 信 机光电二极管的性能常用光电转换效率、响应速度和暗电流来描述。下面分别加以说明。(1)光电二极管的光电转换效率常用量子效率或响应度来衡量。量子效率的定义为hfPeIP/00入射光子光生电子空穴对数或(5-2-2)hfePIp00其中，P0为射入PN结内的光功率；Ip为光
7、生电流；其他符号同前。第5章 光 收 信 机光电二极管的量子效率一般在30%95之间。为得到较高的值，将层做得较厚，但这将增加光生载流子在耗尽区中的渡越时间，使高频响应变差。所以，层的厚度要折中考虑。响应度定义为(5-2-3)(A/w)00fhepIRp它表示单位光功率转换成光生电流的数值，因此同样也描述了光电二极管的光电转换效率。第5章 光 收 信 机(2)响应速度是光电二极管的另一个重要指标，它表示器件对高速调制光信号的反应能力。对脉冲调制的光信号的响应速度，常以电流脉冲上升时间r(10上升到90幅度的时间)和下降时间f(90幅度下降到10的时间)表示。对正弦调制的光信号，响应速度则以截止
8、频率表示。截止频率根据PIN检测器的输出电流随调制信号频率增加而下降这一性质来定义的。具体来讲，截止频率定义为：当输出电流比低频情况下减小3 dB的调制频率，称为器件的截止频率fc。光电二极管的响应速度主要受光生载流子在耗尽区中的渡越时间，以及电路时间常数RC数值的影响。为减小渡越时间，要求层薄；为减小时间常数RC，要求器件的结电容小，而器件的结电容可表示为(5-2-4)WACj第5章 光 收 信 机其中，为耗尽区的介电常数；A为结面积；W为耗尽区宽度。可见W越大，Cj越小，对减少时间常数有利，同时W越大，对提高器件的效率也是很有利的。但是W越大，即层越厚，对减少光生载流子的渡越时间不利。(3
9、)发光二极管的暗电流是指器件在反偏状态下，无光照射时输出的反向直流电流Id。产生暗电流的机理比较复杂。总的来说，与PN结的结构表面状态(表面漏电流)、载流子的扩散、复合等因素有关，这里不再详细讨论。Id既然是器件处于反偏下的电流，因此其量级较小，一般为nA量级。由暗电流产生的机理可知，暗电流是器件噪声的主要来源之一。其性质属散弹噪声一类，故由暗电流产生的噪声电流均方值可表示为(5-2-5)BIeiddn022第5章 光 收 信 机它与Id成正比，因此总希望它的数值较小。由于该噪声源处于接收系统的最前端，因而对系统灵敏度的影响是不能忽视的，这将在后面加以讨论。最后，在表5-2-2中列出了部分商品
10、PIN器件的参数，以便对它们有一个数量级的概念。第5章 光 收 信 机5.2.2 雪崩光电二极管雪崩光电二极管(APD)1 结构和工作原理结构和工作原理一种性能较好，雪崩增益随环境温度变化不太敏感的所谓拉通型(Beach-through-RAPD)雪崩二极管结构如图5-2-4(a)所示。从图5-2-4(a)可见，RAPD具有n+PP+层结构。其中区为含有少量P型掺杂杂质的本征半导体区。第5章 光 收 信 机图5-2-4 APD结构第5章 光 收 信 机当 RAPD加上高的反向偏压时，在PN结处形成一个高场区，其电场强度超过雪崩临界电场。若该区域内受光照射产生初始光生载流子，则在强电场作用下，初
11、始光生载流子能获得很大的动能，以高速运动并与晶格碰撞，把价带的电子碰撞到导带，产生新的电子空穴对，即发生碰撞电离过程，新生的电子空穴对称为二次电子空穴对。初始的和新生的电子或空穴又碰撞别的原子，使载流子迅猛增加，反向电流迅速加大，即产生所谓雪崩倍增效应，使光生电流得到倍增，从而提高了探测灵敏度。第5章 光 收 信 机对如图5-2-4(a)所示的 RAPD，当反向偏压增加到某一值后，耗尽区拉通到区，一直抵达P接触区。如果电压继续反向加大，电场增量就在P区和区分布，使高场区电场随偏压的变化相对缓慢，因而使RAPD的倍增因子随偏压的变化也相对变缓。使雪崩增益与偏压的变化之间在一定范围内呈现较好的线性
12、，如图5-2-5所示。同时，由于耗尽区占据了整个区，所以RAPD也是一种比较理想的高效、快速、低噪声的光电探测器件。而图5-2-4(b)为保护环型APD。第5章 光 收 信 机图5-2-5 RAPD光电倍增与温度、偏压的关系第5章 光 收 信 机2 雪崩二极管的性能参数雪崩二极管的性能参数1)倍增因子g从工作原理可知，利用雪崩倍增效应，可使光生电流扩大许多倍。为描述这一效应，引入了倍增因子。它定义为(5-2-6)pIIg0其中，Ip为一次光生电流；I0为倍增后的电流。根据米勒(Mi11or)经验公式，它与二极管偏压之间的关系为nBpVVIIg110第5章 光 收 信 机其中，VB为二极管的击穿
13、电压；V为偏压；n为一常数，它的大小与半导体材料和入射光波长有关。所以g与偏压V有如图5-2-5所示的关系曲线。若考虑器件的体电阻等因素(以R表示)的分压作用，可将上式改写成(5-2-7)nBpVRIVg11当V=VB时，器件内部产生雪崩，此时电流Ip=I0，g趋于最大值，上式变为nBVRIg0111第5章 光 收 信 机式中的R值一般较小，故RI0/VB1，上式可简化为(5-2-8)0nRIVgB或(5-2-9)pBnRIVg 由式(5-2-9)说明，只要从材料、工艺上想办法，使器件有较大的VB，较小的常数n和内阻R，就可以获得高的倍增因子。现有的APD器件，可将倍增因子做到几十到几百左右。
14、第5章 光 收 信 机2)过剩噪声指数xAPD的雪崩倍增效应不仅对光生信号电流有放大作用，同样对噪声电流也有放大作用。因此由雪崩二极管电流产生的散弹噪声电流均方值可表示为(5-2-10)2022gBIeipn但是，以上对噪声的放大作用，并不引进新的噪声成份。实际上倍增作用并不是固定不变的，对于某一特定的光生载流子而言，能产生的雪崩离化载流子数是随机的，即不是常数，倍增因子只不过是表示雪崩放大作用的统计平均值而已。由于倍增作用的随机性，使光生电流中引入了新的噪声成分。它被称为APD的过剩噪声，其性质仍属散弹噪声一类。因此，使总的散弹噪声增加，可表示为第5章 光 收 信 机(5-2-11)FgBI
15、eipn2022式中的系数 F(F1)，表示雪崩倍增效应的随机性引起输出噪声增加的倍数，被称为过剩噪声因子。但通常把上式简化为(5-2-12)xpngBIei2022设gxF，并把 x称为过剩噪声指数，用它来表示额外引入的噪声大小。x与APD的制造工艺和材料有关，对Si-APD，x在0.30.5之间；对Ge-APD，x在0.81.0之间；对InGeAsP-APD，x在0.50.7之间。第5章 光 收 信 机3)其他参数除上述倍增因子和过剩噪声指数外，雪崩二极管与光电二极管一样，同样有工作波长、量子效率、暗电流、响应速度以及结电容等性能指标，它们的定义和 PIN管一样，这里不再赘述。下面列出一些
16、商品APD的参数，如表5-2-3中所示，以供参考。第5章 光 收 信 机第5章 光 收 信 机5.3 光收信机的噪声特性光收信机的噪声特性5.3.1 光收信机的噪声等效模型光收信机的噪声等效模型如图5-3-1所示是光收信机的噪声等效模型。理想放大器的输入端由两部分组成，左边为光电检测器的等效部分，它包括光生电流源Ip(表示信号)，检测器输出的量子噪声，以及暗电流产生的噪声等。它们的大小用其功率密度函数表示。SIq为量子噪声的功率谱密度；SId为暗电流噪声的功率谱密度。C为光电检测器呈现的电容；R为光电检测器的偏置电阻。等效电路的另一部分为放大器等效的噪声电压源和电流源，同样以其功率谱密度SE和
17、SI表示，而Rin为放大器的等效输入电阻。对于放大器的噪声等效参数，它和电系统中的一样，都是大家比较熟悉的内容，我们不一一讨论。下面将着重说明光电检测器等效噪声源的问题。第5章 光 收 信 机图5-3-1 光收信机的噪声等效模型第5章 光 收 信 机 5.3.2 光电探测器噪声来源光电探测器噪声来源前面在讲述PIN光电探测器时，由于暗电流的存在，会产生暗电流引起的散弹噪声，并表示为(5-3-1)BIeiddn022其相应的谱密度SId=2e0Id。对于雪崩二极管，由于雪崩倍增效应的随机性，会产生过剩噪声，其大小可以用过剩噪声指数x来衡量，因此雪崩二极管暗电流噪声为(5-3-2)xpdngBIe
18、i2022其对应的谱密度为SId=2e0g2+xId。第5章 光 收 信 机实际上，式(5-3-2)包括了PIN管的情况，如当倍增因子g1时，即为光电二极管的暗电流噪声。除了上述暗电流噪声和过剩噪声来源以外，在光电检器的输出电流中，还存在量子噪声。它是由于照射在器件上的光的粒子性引起的，是光收信中独具特色的一种噪声，是在电通信系统中未曾遇到过的。下面详细讨论。从物理知识可知，光具有波动性和粒子性的二重特性。当考查其粒子性时，对一束能量为P的光，它由多大数目的光子组成呢?设每个光子的能量为hf，可得光量子数目为hfPn 第5章 光 收 信 机量子噪声来源于光场本身的量子特性，它与电流引起的散弹噪
19、声有不同的物理根源(后者是大量电子运动所产生的)，但其在噪声表达形式上有类似之处。经分析证明，光电器件输出的量子噪声，其电流均方值可表示为 BIeipqn022(5-3-3)它正比于光生电流Ip和系统带宽B。若将Ip=P0(e0/hf)代入上式，可得(5-3-4)BhfePiqn20022其中，P0为照射在器件上的光功率。可见，光电器件输出量子噪声的大小与入射的光功率成正比。这是量子噪声的一个特点。若P00，则量子噪声为零。若P01 W，则可求得(设0.7，f=3.531014 Hz，B=20 MHz)第5章 光 收 信 机 73414219621021062.61053.3)106.1(7.
20、0102qni)/s(C1007.32218该量子噪声在 1 负载上损耗的噪声功率为3.071018 W，这就是1 W光束中(或Ip=(P/hf)e0=0.48106 A的光生电流中)包含的量子噪声的大小。对于PIN器件，量子噪声的表达式如式(5-3-4)所示。对APD器件，由于存在倍增和过剩噪声的因素，其量子噪声表达式可类似于暗电流的表示方法，以下式表示(5-3-5)xpqngBIei2022第5章 光 收 信 机当然，如果g1，上式即为PIN量子噪声的表达式。与式(5-3-5)对应，量子噪声的功率谱密度SIq=2e0IpBg2+x。但是，在上述光收信系统中，只考虑了输入端光信号中的量子噪声
21、。那么，在光信号的输入端口，是否也存在热噪声呢?下面来讨论这个问题。根据物理学中黑体幅射的规律，可得热噪声的功率谱密度为(5-3-6)1/KThfehfS从此式可以看出，热噪声功率谱密度随频率变化而变化，不能不加以限制地都认为是白噪声。但是当f值较低时(相当于现在常用的无线电频段)，满足hf/KTPND。因此在计算误码率时，不管是传号还是空号，涉及的噪声来源只有一个，即放大器的噪声。这种情况下，可以引用通信原理中的结论，即假设噪声为高斯白噪声，且无码间干扰，在“0”、“1”等概的单极性码情况下，误码率与信噪比的关系为(5-4-13)SNR81erf121eP第5章 光 收 信 机其中，SNR(
22、PS/PN)，PS为传号的平均功率，PN为噪声功率。根据系统要求的误码率，由式(5-4-13)可求出相应的SNR值。再根据求得的信噪比，可求出最小的传号功率PS，即灵敏度。例如，当要求Pe109时，可求得SNR=16 dB(即39.8倍)，PS39.8PN。假设光电探测器为PIN管，放大器为FET，带宽B8 MHz，gm=10103 AV，=0.6。则由前面计算可知：PN=PNA=8.481019 W，代入上式得基带信号功率为PS=I2P=39.8PNA第5章 光 收 信 机即NAPPhfePI8.3900传号功率为hfePPNA008.39dBm66.48W1036.18对“0”、“1”等概
23、的码流，光的平均功率应比传号功率(即峰值功率)小一半，所以有0PdBm66.45min0P在考虑了其他噪声影响等因素以后，实际数值还要小23 dB。第5章 光 收 信 机2)数字APD光收信机灵敏度的计算在用APD作检测器的光收信机中，由于倍增效应的原因，量子噪声不能忽略，使情况变得复杂。在分析过程中，必须同时考虑PNA和PND噪声成分的影响。具体来讲，当收信机输入端接收传号信号时，需考虑量子噪声和放大器噪声的影响；反之，当收信机输入端为空号时，由于光功率为零，故只考虑放大器噪声。由于传号和空号时的噪声电平不一样，使之在相应期间产生误码的机会也不一样。这也是光通信中比较特殊的问题。第5章 光
24、收 信 机设待判决的单极性脉冲电流波形如图5-4-3所示，其中D为判决的阈值，I1(t)为加有噪声的传号电流，其平均值为Im；I0(t)为加有噪声的空号电流，其平均值为“0”。当 I1(t)D 或I0(t)D时，即会产生把“1”误判成“0”，或把“0”误判成“1”的错误。下面来计算这个问题。第5章 光 收 信 机图5-4-3 波形的判决第5章 光 收 信 机光接收机的输出噪声，可近似认为是高斯型噪声,即该噪声幅度特性的概率密度函数服从高斯分布的规律,可表示为(5-4-14)222e21)(xxP其中，x是表示噪声幅度大小的随机度量；是该随机变量的方差；2即是该噪声的平均功率。有了上述噪声幅度的
25、概率密度分布之后，就可以来计算传号和空号时的误码率。先看空号时误码率的计算。空号时的噪声功率PNPNA，因此，噪声的概率密度函数为(5-4-15)NAPINAPIP2020e21)(第5章 光 收 信 机根据误码率的含义，空号时的误码率是把“0”码误判为“1”码的概率，在此情况下，它应等于幅度超过阈值D的概率，即02e,0de2120IPPNAPIDNA令xI0代入上式，得NAPxPPNADxde 21/2/e,02(5-4-16)上式即是空号时的误码率，若已知 D的数值，可查概率积分表得到积分的数值，也即得到了此时的误码率。NAP第5章 光 收 信 机再看传号时误码率的计算。此时的噪声功率为
26、PNPNA+PND，噪声电流的幅度为 I1(f)Im。如果阈值仍为D，则只要ImI1(t)ImD或I1(t)ImDIm 时，就会把“1”误判为“0”，即产生了误码。所以传号时的误码率为)(de2112)(e,121mPIIIDNIIPPNmm令Y=(I1Im)/，代入上式得NP(5-4-17)YPYPIDNmde212e,12YYPDINmde2122NmPDI2erf121第5章 光 收 信 机由上可知，空号和传号时的误码率一般情况下是不相等的。但是，对于“0”、“1”等概的码流而言，常认为当Pe,0=Pe，1时，可使平均误码率最小。因此要求 NAPD2erf121NmPDI2erf121成
27、立，即(5-4-18)NmNAPDIPD22成立。因此阈值电平的选择，不再是Im/2，而应满足式(5-4-18)的关系。考虑到PNPND=PD，D为(5-4-19)NDNANANmPPPPID第5章 光 收 信 机相应于上述判定电平，信号电流的幅度应为(5-4-20)(NANANDNAmPPPPDI前面已经假定，放大器具有矩形传输特性，再用一次光生电流，将式(5-4-11)代入上式，即可得到(5-4-21)NANAxPPPPBAgIeQAgI2202其中，为超噪比，它表示对空号进行判决时，阈值越过放大器噪声平均幅度的倍数；其他符号均同前。NAPDQ 从上式解出一次光生电流IP，得(5-4-22
28、)gAPQBgQeINAxP2220第5章 光 收 信 机从式(5-4-22)可知，随着g的变化，Ip存在最小值。令dIp/dg0，可求出最佳倍增增益gopt为(5-4-23)110optxNABAxQePg当g=gopt时，IP最小，IP min为(5-4-24)optopt20min22gAPQBgQeINAxP从而求得传号时所需的最小光功率为min00PIehhfP第5章 光 收 信 机对于“0”、“1”等概码流，其最小平均光功率为(5-4-25)002ehfP)22(optopt20gAPQBgQeNAxopt0opt22gAePQBgQNAxhf 式(5-4-25)为APD光收信机在
29、一定的误码率要求，以及高斯噪声和矩形传输特性的情况下，对于“0”、“1”等概码流时应该接收的平均光功率，即灵敏度的计算公式。其特点是，灵敏度为APD倍增因子的函数，且存在最佳值。这是设计时应当注意的。第5章 光 收 信 机例如例如APD光收信机工作于下列参数，求它的误码率为 1109时的最佳倍增和灵敏度。码速率：fb8448 kbs；APD效率：=0.5(0.85 m)；过剩噪声指数：x=0.4；输入总电容：C10 pF；FET跨导：gm10103 A/V;互阻抗：Rf=100 k；接收机带宽：Bfb/24.224 MHz；设放大器幅频特性为矩形，且 A=1。解解 由式(5-3-16)得232
30、2232)2(342342ABcgKTBARgKTRKTPmfmfNA(W)1082.7)10224.4()102(10102901038.198101010224.42901038.1419262123234623第5章 光 收 信 机代入式(5-4-23)得1.90)10224.44.06106.11082.7(4.1161919optg其中，当Pe=1109时，查概率积分表得Q=6。最后，由式(5-4-25)即可求得在最佳倍增下得灵敏度为90105.11082.71210224.4109036 5.01053.31062.619196414340P7.751010 (W)61.1 dBm
31、第5章 光 收 信 机3.S.D.Personick-CCITT计算方法计算方法当然，以上的讨论只能说是一种粗略的、原理性的，而实际的光收信系统的情况还要比上述讨论复杂得多。首先，在前面的讨论中，计算误码率时，虽然把“1”码、“0”码分开考虑，这是必要的，但是没有考虑“0”、“1”码之间的码间串扰问题。利用均衡器，使输出波形变成升余弦波，在一定程度上可以消除码间串扰(关于升余弦波消除码间串扰的原理在通信原理中已讨论过，在此不再重复)。但是，这种均衡只是在电系统上的均衡，而处于光收信机前端的APD光电检测器上，码间串扰和这种码间串扰引起的倍增噪声的影响仍然存在。第5章 光 收 信 机其次，不同输
32、入光信号的波形，虽然在电系统上都可经过均衡而得到无码间干扰的升余弦波，但是，不同的输入光信号波形，在APD上产生倍增噪声，最后对灵敏度的影响也必将不同。最后，均衡器的频率特性，一般来说并不是平坦的，所以用常数B来描述带宽并不符合实际情况。第5章 光 收 信 机以上诸种因素，最后都会归结到对灵敏度的影响。当然，要准确计算这些因素的影响是有困难的，但是，可以从不同角度，提出多种办法，对前面的计算方法加以修正，以尽量接近实际情况。可以认为，S.D.Personick就是基于这种实际需要，提出了一套完整的修正方法。后来 CCITT采用了这种办法，并对 Personick的办法进一步加以改进，因此把它称
33、为Personick-CCITT计算方法。实践证明，这种计算光收信机灵敏度的方法，精确度较好，在工程界已经得到了广泛的应用，在此列出，以供参考。第5章 光 收 信 机 S.D.Personick认为数字光收信机的灵敏度与输入端的光信号波形和输出波形(判决时的)有关。为了有效地消除码间干扰，输出波形都是经过仔细均衡而成为升余弦波的，即(5-4-26)/2(1)/cos()/sin()(20TtTtTtTtth其中，T为码元周期，T=1/fb，fb为码元速率；为升余弦波的滚降因子，0.11。为了使得到的结果具有普遍性，对输出波形还应作归一化处理，使之满足归一化条件h0(t)|t=0=h0(0)=1
34、(5-4-27)第5章 光 收 信 机此式意味着，不管输出波中如何，其峰值在判决点的值应保持为1。由于判决总是希望在峰值点进行，所以式(5-4-27)的归一化条件在物理意义上还是明确的。此输出波对应的频谱函数为(5-4-28)为其他值当当当bbbbfffffffffH 02121 )2sin(1 21210 1)(0为了使结果具有普遍性，对频谱函数也进行归一化，令(5-4-29)bff第5章 光 收 信 机归一化后的波形和频谱函数见附录图附1-1和式(附-1)。输入光波波形一般有矩形波、高斯波和指数波波形。同样，对这些输入波形也要归一化，使之满足(5-4-30)1d)(tthp即这些输入波不论
35、形状如何，它们的总能量应为1。当然要满足式(5-4-27)和式(5-4-30)的归一化条件，放大器的放大量就应该与码元宽度T成比例。因为条件式(5-4-30)要求总能量为1，条件式(5-4-27)要求峰值为1，这样对于码元宽度T大的信号，必然峰值小，对于码元宽度T小的信号，必然峰值大，所以要求相应的放大量 A与T成正比，才能最后保证峰值为1。当然这种放大器只能是理想化的、非实际的。第5章 光 收 信 机S.D.Personick在这些理想化条件下，提出了一整套波形修正参数：1、I1、I2、I3，并由此推导出r1、r2、r。这些参数与输出升余弦波的滚降因子，与输入波的归一化根均方脉宽/T有关，其
36、中根均方脉宽定义为(5-4-31)tthTtWPd)()(1式中，W为输入脉冲能量(5-4-32)d()(tthWP表示hP(t)能量集中的程度。S.D.Personick提出并证明了第5章 光 收 信 机 (5-4-33)KPPPKHKHKHKHKH)()()()()(001d)()()()()(001PPPHHHHHId)()(202PHHId)()(2203PHHI(5-4-34)(5-4-35)(5-4-36)式中HP(j)、H0(j)分别为hP(t)，h0(t)归一化以后的频谱函数，它们都与和/T有关。如对于高斯形输入光波，求得这些参数的值列于附录的表附1所示。其余输入波波形的参数见
37、附录图附6的曲线。第5章 光 收 信 机下面介绍 Personick-CCITT方法是怎样对前面的数字光收信机灵敏度的计算公式加以修正的。对于放大器的输出噪声PNA，即式(5-3-15)中的第二、第三项，由于放大器部分接有均衡器，其幅频特性不是平坦的，其中的2B以fbI2代替，(2/3)B3以f3bI3代替，归一化放大器的放大量 A以T表示，则有(5-4-37)TIScITRRSSRKTPEEINA3222in)2()/(2对于具体的放大器，只需把本章第二节中的结论代入上式，即可得到相应的PNA。第5章 光 收 信 机在式(5-4-20)中，APD产生的噪声由式(5-4-11)得PND=2e0
38、IPgx+2A2B按上述修正办法，将2B以fbI1代替，A以T代替，则PND=e0IPgx+2TI1(5-4-38)Personick认为，当码流中只有一个“1”码，其余全为“0”码时，上式对于这种传号“1”码处才适用，否则应加以修正；当码流为“0”、“1”等概时，则“1”码产生的倍增噪声会在“0”码处产生串扰。同样地，“0”码处放大器的噪声也会对“1”码的判决产生影响，从而将式(5-4-21)修正为)(NANDNANAmPPPPDI(5-4-39)(01NNPPPQTgI第5章 光 收 信 机式中(5-4-40)NAPxNPIITgeP211201NAPxNPIITgeP211200把式(5
39、-4-39)代入式(5-4-40)解得(5-4-41)42(2222121220102gQPIgegeTQINAxxP因此得 Personick-CCITT方法计算灵敏度的公式为(5-4-42)2221212201020422gQPIgegeTQehfPNAxxr第5章 光 收 信 机对于PIN接收机，令g1，并考虑到此时放大器的噪声起主要作用，则灵敏度为(5-4-43)NArPTQehfP0对于最佳倍增，可以从式(5-4-42)求极值，即求解可得到最佳倍增为0dgdPr(5-4-44)112102/1optxNArrQePg最佳倍增下的灵敏度为(5-4-45)112/2212002xxNAx
40、xrPrrQeeThfP第5章 光 收 信 机式中：(5-4-46)rIr121211211111112IrIrr1)1(412212121xxIr(5-4-47)(5-4-48)第5章 光 收 信 机利用 Personick-CCITT方法计算光收信机的灵敏度也是比较方便的，其步骤为：(1)由已知输入、输出波形的/T以及查附录中的表或曲线求出1，I1，I2，I3;(2)再由(5-4-46)式(5-4-48)及x求出r1，r2，r；(3)由式(5-4-44)、(5-4-45)求出gopt，Pr。第5章 光 收 信 机4 影响灵敏度的其他因素影响灵敏度的其他因素1)暗电流和直流光的影响APD、P
41、IN等光电检测器件，在没有光信号照射时，由于偏压的作用，也产生微弱的电流，即“暗电流”。这些暗电流与一次电流一样，也会产生噪声，尤其是对于APD，这些暗电流流经倍增区以后，同样会产生雪崩电流，对信号产生干扰。在发送端，发光器件 LD或LED往往工作在有直流偏置的状态，在空号“0”时不能完全消光，或者说在光信号中存在直流光和背景光，这些具有功率而无信息的直流光，也会在探测器中产生雪崩电流，使接收机灵敏度下降。暗电流和直流光都属直流性质，它们对接收机灵敏度的影响可以用相似的方法处理。第5章 光 收 信 机暗电流Id产生的量子噪声经均衡放大后在判决点上产生的噪声功率由式(5-3-2)得(5-4-49
42、)22022ABgIeixddn同样用fbI2代替2B，用T2代替A2得到Personick-CCITT方法的表达式为PNd=Te0Idgx+2I2(5-4-50)直流光Pdc产生的量子噪声经均衡放大后在判决点上的噪声功率为(5-4-51)22022ABgPhfneixdcdcn同样可得到其Personick-CCITT方法的表达式为(5-4-52)220ITgPhfePxdcNdc第5章 光 收 信 机把式(5-4-49)、式(5-4-51)代入式(5-4-20)作为PND的一部分即可求出在直流光、暗电流影响下的相应灵敏度；或者把式(5-4-50)、式(5-4-52)作为PND的一部分代入式
43、(5-4-20)即可求出Personick-CCITT方法在直流光、暗电流影响下的相应灵敏度。很明显，由于噪声的增加只会使光收信机灵敏度下降。有时为了分析方便，定义平均消光比EXT为(5-4-53)TEPPPPmdcdc1010EXT”码流的平均光功率全“”码流的平均光功率全“式中，Pdc、Em、T之含义如图(5-4-4)所示，即Em=2LPr(5-4-54)Pr为暗电流、直流光影响下的灵敏度。第5章 光 收 信 机图5-4-4 平均消光比示意图第5章 光 收 信 机则由式(5-4-53)可得到(5-4-55)TEPmdcEXT1EXT把此式代入式(5-4-51)或式(5-4-52)中，利用计
44、算机，即可求出直流光Pdc，即 Ext对灵敏度的影响如图(5-4-5)所示。第5章 光 收 信 机图5-4-5 EXT对灵敏度的影响第5章 光 收 信 机2)倍增失调对灵敏度的影响由前所述，在最佳倍增时，光收信机灵敏度最高。那么在调整光收信机时，如果APD的倍增因子没有调到最佳值，或者在接收机工作时，由于温度等环境条件的变化，使APD的工作漂移，从而引起倍增因子偏离最佳值，这样势必影响灵敏度。下面以 Personick-CCITT方法为例加以说明。如果倍增因子g偏离最佳值gopt后，灵敏度由最佳倍增下的灵敏度Pr变为P*r，则定义光收信机灵敏度劣化Sr为(5-4-56)rrrPPS*lg10把
45、式(5-4-42)、(5-4-44)、(5-4-45)代入上式，利用计算机算得灵敏度劣化量如图5-4-6所示。第5章 光 收 信 机图5-4-6 倍增失调对灵敏度的劣化影响第5章 光 收 信 机3)放大器的噪声对灵敏度的影响以 Personick-CCITT方法为例来讨论这个问题。在最佳倍增条件下，由式(5-4-45)可以求出接收噪声PNA对灵敏度的影响为(5-4-57)rrrPPS*lg10NANAPPxx*lg)1(210式中，P*r为P*NA对应的灵敏度。由此可见，如果P*NA=10PNA,则APD接收机灵敏度劣化1.662.5 dB(x的变化范围是0.51)。对于由PIN管构成的接收机
46、，可看成g1 的APD接收机，利用最佳倍增的公式，并考虑到实际上常有 2/QPNA4212120Ie，从而由式(5-4-40)得第5章 光 收 信 机(5-4-58)2/1*lg10NANArPPS如果P*NA=10PNA，则灵敏度劣化5 dB，其影响比APD接收机严重。第5章 光 收 信 机4)接收机总电容对灵敏度的影响接收机总电容 C主要包括检测器电容和放大电路的输入电容。这些电容在高速运用时，对接收机灵敏度有较大的影响。由式(5-3-16)可见，电容增大，噪声PNA增大，从而使灵敏度下降。所以在设计、制作光收信机时，总是尽量减少这些前端电路的电容。下面还是针对Personick-CCIT
47、T方法来讨论这种影响。当fb足够大时，实际满足222in)/(TIRRSEIESRKTISTc2)2(32，由式(5-4-37)可得(5-4-59)32)2(ISTcPENA第5章 光 收 信 机代入式(5-4-45)得rrrPPS*lg10CCxx*lg110如果过剩噪声指数x0.5，当C增大一倍时，由上式便可求得接收机灵敏度将劣化1 dB。对于PIN接收机，利用式(5-4-57)，同样可求得电容C变化到C*时，对灵敏度的影响为(5-4-60)CCSr*lg10第5章 光 收 信 机由此式可知，电容增大一倍，灵敏度将劣化3 dB。可见电容 C对PIN接收机灵敏度的影响比对APD接收机灵敏度的
48、影响大得多。所以在高速运用情况下，减少PIN接收机的总电容对提高它的灵敏度有重要作用。而采用PIN-FET的混合集成结构可以在减少总电容方面取得良好的效果。第5章 光 收 信 机5)比特速率对接收机灵敏度的影响 当传输信号的比特速率较高时，同样由式(5-4-59)可得PNAT1，则由式(5-4-43)可求得(PIN接收机)当速率从fb变到f*b时(相应T变到T*)，灵敏度劣化为(5-4-61)*lg230TTSr同理，由式(5-4-45)可求得在最佳倍增下，APD接收时因码速率变化而引起灵敏度的劣化为(5-4-62)*lg335TTSr即fb增大一倍时，灵敏度将劣化3.5 dB。第5章 光 收
49、 信 机6)输入波形对接收机灵敏度的影响 在Personick-CCITT计算方法中，有一个基本的出发点，那就是接收机在接收不同宽度、不同形状的脉冲信号时，其输出脉冲应为相同的升余弦波(其滚降因子可以不同)。这就要求接收机应该具有与输入波形相对应的均衡电路。输入脉冲的宽度不同，接收机所需的频带是不相同的。可以证明，在接收机带宽足够的条件下，在各种输入波形中，冲击函数(t)脉冲为最佳波形，采用这种波形可以获得最高的灵敏度。第5章 光 收 信 机5.5 光接收机电路举例光接收机电路举例5.5.1 低阻抗前端的前置放大级低阻抗前端的前置放大级低阻抗前放电路如图5-3-3所示。这种前置放大器从带宽 B
50、的要求出发选择偏置电阻Rb，使之满足(5-5-1)TbBCR21其中CT为前端的总电容。这种电路的特点是线路简单，接收机不需要或只需简单的均衡电路，且动态范围大。但是，这种前置放大器的噪声较大，灵敏度差。第5章 光 收 信 机5.5.2 高阻抗前端的前置放大级高阻抗前端的前置放大级高阻抗前放电路如图5-3-2所示。为了降低前端电路的噪声，提高收信机的灵敏度，根据式(5-4-37)，应尽量加大偏置电阻，同时管子也选用输入阻抗大的场效应管。这种电路由于Rb很大，所以称之为高阻抗前端电路。高阻抗前端电路中，由于Rb很大，由式(5-5-1)可知，其带宽B很窄，信号脉冲失真严重。因而在这种电路中，均衡器
