1、牵引变流器控制牵引变流器控制列车电力传动控制列车电力传动控制列车电力传动与控制列车电力传动与控制 2022-8-11第第5 5章章 牵引变流器控制策略牵引变流器控制策略 5.1 5.1 SPWM控制技术控制技术 5.2 5.2 矢量控制矢量控制 5.3 5.3 直接转矩控制直接转矩控制 牵引变流器控制牵引变流器控制 列车交流传动调速系统是一个多变量、非线性和强耦合的系统，输入量通常为电压(或电流)和频率，是可控量，输出量则是转速、位置和转矩，它们彼此之间以及和气隙磁链、转子磁链、转子电流等内部量之间都是非线性耦合关系。由于系统模型相当复杂以及运行中又不可能十分精确测量，所以至今为止发展中的几种
2、控制系统都是基于反馈控制环节来实现传动系统的控制。例如：电压频率协调控制系统，电流转差频率控制系统，恒磁通控制系统等。它们都是把电压频率两个输入变量相关起来，从而转化成单变量系统，保证系统的静态性能。现代控制理论的发展与应用，促进了多种控制系统的诞2022-8-13牵引变流器控制牵引变流器控制生，在PWM控制、矢量控制、直接转矩控制和变结构控制等方面取得了突破，解决了传统反馈控制理论所不能解决的控制问题。目前已在矢量控制系统、直接转矩控制系统、变结构控制系统和自适应控制系统等方面取得了重要突破。矢量控制系统是采用参数重构和状态重构的现代控制概念，实现电动机定子电流的励磁分量与转矩分量之间的解耦
3、，从而使交流电动机能象直流电动机一样分别对其励磁分量和转矩分量进行独立控制。这一控制思想给高性能的交流电动机调速技术奠定了理论基础。围绕矢量控制技术的进一步完善，还相继提出了许多提高矢量控制性能的方法。为了克服因电动机内部压降造成的耦合，系统加入前馈控制器的2022-8-14牵引变流器控制牵引变流器控制方法；为了克服模型运算的误差，系统低速用电流模型而高速用电压模型控制的方法；为了克服运行中转子电阻变化，而采用对系统参数修正的方法等。继矢量控制技术之后，交流调速控制理论的另一个新突破是直接转矩控制方法，与矢量解耦控制方法不同，它无需进行两次坐标变换及复杂计算，不需要计算矢量的模与相位角，而是直
4、接在定子坐标系上计算电动机磁链和转矩的实际值，并与磁链和转矩的给定值相比较，通过二点式调节器进行转矩的直接调节，加快了转矩的快速响应，使响应时间控制在一拍之内，能使系统的静、动态性能得到很大的提高，是很有发展前景的一种控制方法。2022-8-15牵引变流器控制牵引变流器控制 为了克服矢量控制系统在运行时参数变化对系统的影响，采用滑模变结构控制滑模变结构控制系统，这种控制系统能使系统结构在动态过程中，根据系统当时的偏差及其导数，以跃变的方式按预先设定进行改变，使系统达到最佳性能指标，并使系统具有对参数的不敏感性和抗干扰的稳定性，对系统的数学模型和参数的精确性要求不高。实际上它解决了非线性控制问题
5、，但这种方法对状态观察要求很高。模型参考自适应控制模型参考自适应控制，能够使一个较复杂的交流传动系统，当其在运行中参数发生变化时，实时地在线确定系统的模型或参数，并及时调速，以达到高精度的控制目的。为了解决系统的非线性问题，实现大范围的线性化，并2022-8-16牵引变流器控制牵引变流器控制同时实现解耦。近年来，一些学者又提出了一种非线性解耦控制，其基本思想是通过非线性坐标变换和非线性状态反馈量，使非线性控制对象完全线性化，同时实现解耦，然后将线性解耦控制的多变量系统化成单变量系统，这样，就可以按单变量系统进行综合，并可以借助于经典控制理论设计最佳调节参数。这种方法是一种新的探索，在理论上和实
6、践上还有待于作进一步的论证、验证。列车交流传动系统的主要控制目标是依靠先进的控制策略与手段，对变流器实施控制，使牵引变流器充分发挥效能，保证系统具有优异的静态、动态性能。要求变流器网侧功率因数接近1，电流畸变小。在网压波动时，直流电压保持2022-8-17牵引变流器控制牵引变流器控制恒定。在负载或供电电压波动时，具有快速响应的动态性能，保持良好的稳态运行能力。起动平稳，谐波转矩小，起动力矩恒定。系统能在宽广的速度范围内，实现恒功率运行。现代列车牵引变流器由网(电源)侧整流器和电动机侧逆变器两部分组成，电路中开关元件的通断呈周期性，从而破坏了交流电压、电流的正弦波形和连续性，在电压、电流中产生了
7、高次谐波，不仅对电网产生污染，而且使电动机运行性能恶化，谐波电流产生的脉动转矩将使电动机产生振动与噪音，影响了稳定运行。减小谐波分量最为有效的方式是牵引变流器采用PWM控制。对于列车牵引传动系统，负载突变或网压波动较为频2022-8-18牵引变流器控制牵引变流器控制繁，这就要求系统具有快速响应能力，采用闭环控制，保持精确稳定运行，并保证系统的设备能力被充分利用。牵引传动系统要求在宽广的速度范围内，在每个速度点都能提供合适的转矩，因此转矩和转速(速度)是被调量。目前，在列车电力传动控制系统中，以计算机为基础的控制系统及控制策略得到了广泛应用，脉冲整流器主要采用瞬态直接电流控制，牵引逆变器-异步电
8、动机系统采用矢量控制或直接转矩控制。2022-8-19牵引变流器控制牵引变流器控制5.1 SPWM控制技术控制技术 在常规的交-直-交流变压变调速系统中，为了获得变频调速所要求的电压频率协调控制，交-直流变换的整流器必须是可控的，且在调速时需同时对整流器和逆变器进行控制，如此就带来了一系列的问题，主要是：(1)变流器主电路有两个需要控制的功率环节，相对来说比较复杂。(2)由于中间直流环节有滤波电容或电抗器等大惯性储能元件存在，使系统的动态响应缓慢；(3)由于整流器为可控型，使供电电源的功率因数随变频装置输出频率的降低(电压也随之降低)而变差，并产生高2022-8-110牵引变流器控制牵引变流器
9、控制次谐波电流。(4)逆变器输出为六阶波交流电压(电流)，在交流电动机中形成较多的高次谐波，从而产生较大的脉动转矩，影响牵引电动机的稳定工作，在低速时尤为严重。因此，常规逆变器已不能适应现代交流调速系统对变频电源的需要，全控型智能化电力电子器件的涌现以及微电子技术的发展，为现代变流器的发展提供了良好的物质条件。1964年，德国人率先提出了脉宽调制变频的思想，把通信领域中的调制技术推广应用于交流变频，用这种技术构成的PWM逆变器基本上解决了六阶波变频器中存在的问题。PWM逆变器的功率开关器件按一定规律控制其导通或关断,2022-8-111牵引变流器控制牵引变流器控制使输出端获得一系列宽度不等的矩
10、形脉冲电压波形。通过改变矩形脉冲的不同宽度，可以控制逆变器输出交流基波电压的幅值，改变调制周期可以控制其输出频率，从而同时实现变压和变频。脉宽调制(Pulse Width Modulation)控制就是对脉冲的宽度进行调制的技术，即通过对一系列脉冲的宽度进行调制，以等效地获得所需要的波形，包括形状和幅值。脉冲的宽度按照正弦规律变化且和正弦波等效的PWM波形，称为SPWM波形。脉宽调制技术在现代变流控制系统中，特别是在逆变电路中的应用最为广泛，对逆变电路的影响也最为深刻，成功2022-8-112牵引变流器控制牵引变流器控制地解决了传统变流系统存在的不足与缺陷。PWM技术在整流电路中也得到了广泛应
11、用，并显示出了突出的优点。随着新型电力电子器件、计算机技术的不断发展，脉宽调制技术在现代列车电力传动领域发挥着重要作用，已成为现代电力传动系统的核心技术。对于脉宽调制技术的深入学习，有助于了解和掌握现代变流技术的内核，是打开现代变流技术奥秘的一把金钥匙，也是国产列车电力传动系统能否自主研发的关键。加强对现代变流控制技术的研究与开发，是追踪技术潮流、构建自主技术平台的必经之路，没有任何捷径可走。核心技术是买不来的，只有突破它，才能为我所有。2022-8-113牵引变流器控制牵引变流器控制5.1.1 5.1.1 正弦脉宽调制（正弦脉宽调制（SPWMSPWM）的基本原理）的基本原理 脉宽调制控制技术
12、的理论基础就是冲量(面积)等效原理。在采样控制理论中有一个重要的结论：大小、波形不相同的窄脉冲变量作用于惯性系统时，只要它们的冲量冲量即变量对时间的积分相等，其作用效果基本相同。冲量就是指窄脉冲的面积。效果基本相同是指惯性系统的输出响应波形基本相同。根据冲量等效原理可知，在某一时间段的正弦电压与同一时间段的等幅脉冲电压作用于L、R电路时，只要这两个电压的冲量相等，则它们所形成的电流响应就相同。形状不同而冲量相同的各种窄脉冲如图5-1所示。2022-8-114牵引变流器控制牵引变流器控制 图5-1（a）(d)所示的窄脉冲电压波，作为输入信号分别输入到图5-1（e）所示的由R、L组成的惯性电路，其
13、输出信号为电流波形，如图5-1（f）所示。从电流波形的波形上可看到，在的上升段，输入脉冲波形不同时输出波形略有不同，在下降段则几乎完全相同。脉冲越窄，输出波形的差异越小。若周期性地输入窄脉冲，则输出响应也是周期性的。通过傅里叶变换分析，则其低频段特性非常接近，仅在高频段略有差异。若在每一时段都与该时段中正弦电压等效，除每一时间段的面积相等外，每个时间段的电压脉冲还必须很窄，这就要求脉冲数量很多。脉冲数越多，不连续的按正弦规律改变宽度的多脉冲电压就越等效于正弦电压。2022-8-116牵引变流器控制牵引变流器控制 1.1.PWM控制的基本原理控制的基本原理 由于期望逆变器可以变压、变频，而且逆变
14、器的输出电压波形是正弦波。为此可以把一个正弦半波波形分成 等份，把正弦半波看成由 个彼此相连的脉冲所组成的波形。这些脉冲宽度相等，都等于 ，但幅值不等，且脉冲顶部不是水平直线而是曲线，各脉冲的幅值按正弦规律变化。若把上述等宽曲顶脉冲序列用相同数量的等幅不等宽的矩形脉冲序列来代替，使矩形脉冲的中点与相应正弦波部分的曲顶脉冲的中点重合，并且使得矩形脉冲和对应的曲顶脉冲的面积相等，就得到图5-2所示的脉冲序列，这就是PWM波形。nnn2022-8-117牵引变流器控制牵引变流器控制 可以看出，各脉冲的宽度是按正弦规律变化的。根据冲量相等效果相同的原理，PWM波形和正弦半波是等效的。对于正弦波的负半周
15、，也可以用同样的方法得到PWM波形。这种脉冲的宽度按正弦规律变化而和正弦波等效的PWM波形，也称为SPWM（sinusoidal PWM）波形。由一系列等幅不等宽脉冲波形组成的 SPWM波形，就是逆变器所期望的输出波形。因各脉冲幅值相等，逆变器由恒定的直流电源供电，其脉冲幅值就是逆变器的输出电压。当逆变器各开关元件在理想状态下工作时，驱动各开关元件的控制信号也应为与SPWM波形相似的一系列脉冲波形。按照PWM控制的基本原理，在给出了正弦波频率、幅值2022-8-119牵引变流器控制牵引变流器控制和半个周期内的脉冲数以后，就可以准确计算出PWM波形各脉冲的宽度和间隔，作为控制逆变器中各开关元件通
16、断的依据。控制电路中各开关元件的通断，就可以得到所需要的PWM波形。但是这种计算是很烦琐的，正弦波的频率、幅值等变化时，结果都要变化。较为实用的方法是采用通讯技术中“调制”的概念，把所期望的波形作为调制波(Modulation Wave)，即调制信号调制信号，把受它调制的信号作为载载波波(Carrier Wave)。通过对载波的调制得到所希望的PWM波形。通常采用等腰三角波作为载波。因为等腰三角波上下宽度与高度成线性关系且左右对称变化，当它与任何一个平缓变化的调制信号波(连续曲线)相交时，在交点时刻控制电路中开关元件2022-8-120牵引变流器控制牵引变流器控制的通断，就可以得到一组等幅、脉
17、冲宽度正比于调制信号波幅值(连续曲线函数值)的矩形脉冲，这就是脉宽调制技术，即简称PWM。当调制信号波为正弦波时，它与三角形载波进行比较，将得到一组宽度按正弦规律变化的等幅矩形脉冲，它就是SPWM波形。这种调制方式就是正弦脉宽调制。根据输出电压波形的极性不同，又可分为单极性（或不对称）SPWM波和双极性（或对称）SPWM波。若在正弦调制波的半个周期内，三角载波只在一个(或两个)方向变化，所得到的SPWM波形也只在一个(或两个)方向变化的控制方式称为单极性(或双极性)SPWM控制。2022-8-121牵引变流器控制牵引变流器控制 2.SPWM逆变器的工作原理逆变器的工作原理 图5-3给出了SPW
18、M（sinusoidal pulse width modulation）变频器的原理电路图，它是一个单相桥式逆变器，由恒定幅值的直流电压Ud 供电，所带负载为感性负载。逆变器的功率开关器件采用全控型器件，目前主要采用IGBT或以IGBT为基础的集成智能化器件。控制驱动信号由正弦调制信号和载波信号经调制电路比较后输出，产生SPWM脉冲阵列波，作为逆变器功率开关器件的驱动控制信号。控制方式可采用单极性控制，也可采用双极性控制。(1)单极性正弦脉宽调制 在正半周期，使IGBT开关管T1一直保持导通，而让T4交2022-8-122牵引变流器控制牵引变流器控制替通断。当T1和T4同时导通时，负载上所加的
19、电压为直流电源电压。当T1导通而使T4关断后，由于电感性负载中的电流不能突变，负载电流将通过二极管D3续流，此时负载上所加电压为0。如果负载电流较大，那么直到使T4再一次导通之前，D3一直持续导通。如果负载电流较快地衰减到0，在T4再一次导通之前，负载电压也一直为0。这样，负载上的输出电压 就可得到0 和 交替的两种电平。在负半周期，让IGBT开关管T2始终保持导通。当T3导通时，负载电压为 ；当T3关断时，D4续流，负载电压为0，负载电压 可得到 和0两种电平。这样，在一个周期内，逆变器输出的PWM波形就有0udUdU-0udU-dU2022-8-124牵引变流器控制牵引变流器控制和0三种电
20、平。控制T3或T4通断的方法如图5-4所示。载波 在调制波 的正半周为正极性的三角波，在负半周为负极性的三角波，调制信号 为正弦波。在 和 的交点时刻控制T3或T4的通断。在 的正半周，T1保持导通，当 时使T4导通，负载电压 ；当 时使T4关断，。在 的负半周，T1关断，D2保持导通，当 时使T3导通，负载电压 ；当 时使T3关断，。这样就得到了SPWM波形 。图5-4中虚线 表示 的基波分量。在半个周期内每相只有一个开关器件开通或关断。curururucu00urucruu dUu 0cruu rucruu 00udUu0cruu 0u01u0u2022-8-125牵引变流器控制牵引变流器
21、控制 (2)双极性正弦脉宽调制 图53所示的单相桥式逆变电路，当采用双极性控制方式时的波形，如图5-5所示。在双极性控制方式中的半个周期内，三角形载波是在正负两个方向变化的，所得到的PWM波形也是在两个方向变化的。在 的一周期内，输出的PWM波形只有 两种电平。仍然在调制信号 和载波信号 的交点时刻控制各开关器件的通断。在 的正负半周，对各开关器件的控制规律相同。当 时，给T1和T4施加开通信号，给T2、T3以关断信号，输出电压 。当 时，给T2、T3施加开通信号，给T1、T4以关断rudUrucurucruu dUu 0cruu 2022-8-127牵引变流器控制牵引变流器控制信号，输出电压
22、 。双极性控制时，逆变器同一半桥的上下两个桥臂IGBT的驱动信号极性相反，开关器件交替导通，处于互补工作方式。在电感性负载的情况下，若T1和T4处于导通状态时，给T1和T4以关断信号，而给T2和T3以开通信号后，则T1和T4立即关断。因感性负载电流不能突变，T2和T3并不能立即导通，二极管D2和D3导通续流。当感性负载电流较大时，直到下一次T1和T4重新导通前，负载电流方向始终未变，D2和D3持续导通，而T2和T3始终未导通。当负载电流较小时，在负载电流下降到0之前，D2和D3续流，之后T2和T3导通，负载电流反向。不论D2和D3导通，还是T2和T3导通，负载电压都dUu02022-8-128
23、是 。从T2和T3导通向T1和T4导通切换时，D1和D4的续流情况和上述情况相类似。dU 3.三相三相SPWM逆变器分析逆变器分析 三相SPWM逆变器电路原理如图5-6所示，开关元件采用IGBT或IPM元件。三相逆变器可采用双极性SPWM的控制方式。在输出电压的每个周期中，各开关器件通、断转换多次，既可实现调节、控制输出电压的大小，又可消除低次谐波而改善输出电压波形。开关频率越高脉冲波数越多，就能消除更多的低次谐波。a、b、c三相的PWM控制通常共用一个三角形载波 ，三相调制信号 、和 的相位依次相差 。a、b、c各相功率开关器件的控制规律相同，现以a相为例来说明。当 时，给上桥臂IGBT管T
24、1施加导通信号，给下rcucuraurbu0120crauu牵引变流器控制牵引变流器控制桥臂IGBT管T4以关断信号，则a相相对于直流电源假想中点N的输出电压 。当 时，给T4施加导通信号，给T1以关断信号，则 。T1和T4的驱动信号始终是互补的。当给T1（T4）加导通信号时，可能是T1(T4)导通，也可能是二极管D1（D4）续流导通，这要由感性负载中原来电流的方向和大小来决定,与单相桥式逆变电路双极性PWM控制时的情况相同。b、c相的控制方式和a相相同。三相电压 、和 波形产生过程，如图5-7所示。可以看出，这些波形都只有 两种电平。三相桥式逆变电路无法实现单极性控制无法实现单极性控制，相对
25、N点的电压 、，只能输出两种电平。图5-7中线电压 的波形可由2UudaNcrauu2UudaN-aNubNucNu2UdaNubNucNuabu2022-8-132牵引变流器控制牵引变流器控制得出。可以看出，当桥臂1和6导通时，；当桥臂3和4导通时，；当桥臂1和3或4和6导通时，。因此逆变器输出线电压由 和0三种电平构成。在双极性SPWM控制方式中，同一相的上下两个臂的驱动信号都是互补的。但实际上为了防止上下两个桥臂直通而造成短路，在给一个桥臂施加关断信号后，再延迟一定的时间（亦即通常所说的死区时间），才给另一个桥臂施加导通信号。延迟时间长短主要由功率开关器件的关断时间决定。但需要注意，这个
26、延迟时间将会给输出的PWM波形带来影响，使其偏离正弦波。bNaNabuuu0abudabUudUdabUu(5-1)2022-8-133牵引变流器控制牵引变流器控制5.1.2 5.1.2 SPWM逆变器输出电压与脉宽的关系逆变器输出电压与脉宽的关系 在异步电动机变压变频调速系统中，电动机接受逆变器输出的电压而运转。对电动机来说，有用的是电压的基波，希望SPWM波形中基波的成分越大越好。为了找出基波电压，须将SPWM脉冲序列波 展开成傅氏级数。由于各相电压正、负半波及其左、右均对称，因而它是一个不含常数项的奇次正弦周期函数，其一般表达式为式中 -第k次正弦波的幅值。11()sinkmku tUk
27、t)()(tftu（k=1,3,5，）kmU(5-2)2022-8-135牵引变流器控制牵引变流器控制 对单极式SPWM波形来说，SPWM脉冲序列波的幅值为 ,各脉冲不等宽,但中心间距相同，都等于 ，为正弦波半个周期内的脉冲数。图5-8表示单极性SPWM波形。令第 个矩形脉冲的宽度为 ，其中心点相位角为 ,由于在原点处的三角载波只有半个波形，第 个脉冲中心点的相位应为于是，第 个脉冲起始相位为dUiniiinninini21221(53)iiiini2121221(54)2022-8-136牵引变流器控制牵引变流器控制其终止相位为可得iiini2121221(55)niidniiidiiiin
28、idnidkmknkikUkkkUkkkUttdkUUiiii11112121112sin2)12(sin42sinsin4)21(cos)21(cos2)(sin2(56)2022-8-138牵引变流器控制牵引变流器控制tkknkikUtuniiid111sin2sin2)12(sin4)(57)以 代入式（5-6），即可得输出电压的基波幅值。当半个周期内的脉冲数 不太少时，各脉冲的宽度都不大，可以近似地认为 ，因此可见输出基波电压幅值 与各段脉宽 有着直接的关系。当半个周期内脉冲数 与逆变器输入电压Ud 一定时，逆变器输出的基波U1m电压幅值与各段 脉宽成正比关系。它说明在半个周期内调制脉
29、冲数一定时，调节参考信号的幅1knsin/2/2ii22)12(sin411inidmniUU(58)imU1ni2022-8-139牵引变流器控制牵引变流器控制值可使调制脉冲的宽度作相应变化，就实现了对逆变器输出电压基波幅值的平滑调节。同样，对于图5-8的单极性SPWM波形，其等效正弦波为 ，根据面积相等的等效原则，可写成1sinmUtimimiimnnmdinUnUnnUttdUUiisinsin2sin2)2cos()2cos()(sin2211idminUUsin便有(59)2022-8-140牵引变流器控制牵引变流器控制 也就是说，第 个脉冲的宽度与该处正弦值近似成正比。因此，与半个
30、周期正弦波等效的SPWM波是两侧窄、中间宽，脉宽是按正弦规律逐渐变化的序列脉冲波形。将式（5-9）、式（5-3）代入式（5-8），得到nimnimnimdmnidmninUninUninUninUUniUU111211)12(cos2111)12(cos12122)12(sin22)12(sin22)12(sin4i(510)2022-8-141牵引变流器控制牵引变流器控制 可以证明，除 以外，有限项三角级数而 是没有意义的。因此由公式（5-10）可得也就是说，SPWM逆变器输出脉冲序列波的基波电压正是调制时所要求的等效正弦波幅值。当然，这个结论是在做出前述近似条件下得到的，即 不太小，,且
31、。当这些条件成立时，SPWM逆变器能很好地1n0)12(cos1nini1nmmUU1nnn22sin22sinii2022-8-142牵引变流器控制牵引变流器控制满足异步电动机变压变频工作的要求。若从调节控制角度来看，SPWM逆变器对交流调速系统是一种很适用的变频电源。也可由式(5-8)与式(5-6)计算第k 次谐波与基波电压幅值之比 计算结果表明，SPWM逆变器能够有效地抑制或消除 次以下的低次谐波，但存在高次谐波。需要注意，据有关资料介绍，SPWM逆变器输出相电压的基波幅值和常规六阶波的逆变器相比，大约小10%-14%，仅为86%90%，这样将影响电动机额定电压的充分利用。niiimkm
32、niknkikUU1122)12(sin2sin2)12(sin1(5-11)12 nk2022-8-143牵引变流器控制牵引变流器控制5.1.3 5.1.3 对脉宽调制的制约条件对脉宽调制的制约条件 根据脉宽调制的特点，逆变器主电路的功率开关器件在其输出电压半个周期内要开关 次。从上面的数学分析可知，把期望的正弦波分段越多，则 越大，脉冲序列波的脉宽 越小，上述分析结论的准确性越高，SPWM波的基波更接近期望的正弦波。但是，功率开关器件本身的开关能力是有限的。因此在应用脉宽调制技术时必然要受到一定条件的制约，这主要表现在以下两个方面。1.1.功率开关器件的频率限制功率开关器件的频率限制 各种
33、电力电子器件的开关频率受到其特有的开关时间和开关损耗的限制。普通晶闸管用于无源逆变器时须采用强迫nni2022-8-144牵引变流器控制牵引变流器控制换流电路，其开关频率一般不超过300500Hz，现在SPWM逆变器中已很少应用，取而代之的是全控型器件，如电力晶体管(BJT开关频率可达15kHz)、可关断晶闸管(GTO开关频率为12kHz)、功率场效应管(P-MOSFET开关频率可达50kHz)、绝缘栅双极晶体管(IGBT开关频率可达20kHz)等。IGBT是一种增强型场控(电压）复合器件，其通断是由门极电压来控制，可用非常高的输入阻抗进行电压控制。目前生产的列车牵引用SPWM逆变器，开关元件
34、以IGBT为主，并逐步向以IGBT为基础的集成化、智能化元件发展。定义载波频率 与参考调制波频率 之比为载波比(carrier ratio)，即Ncfrf2022-8-145牵引变流器控制牵引变流器控制相对于前述SPWM波形半个周期内的脉冲数 来说，应有 。为了使逆变器的输出波形尽量接近正弦波，应尽可能增大载波比，但若从功率开关器件本身的允许开关频率来看，载波比又不能太大。值应受到下列条件的制约：式（5-13）中的最高正弦调制信号频率就是SPWM逆变器的最高输出频率。rcffN(512)nN2nN最高正弦调制信号频率率功率器件允许的开关频N(513)2022-8-146牵引变流器控制牵引变流器
35、控制 2.2.最小间歇时间和调制度最小间歇时间和调制度 为保证主电路开关器件的安全工作，必须使调制成的脉冲波有最小脉宽与最小间歇的限制，以保证最小脉冲宽度大于开关器件的导通时间 ，而最小脉冲间歇大于器件的关断时间 。在脉宽调制时，若 为偶数，调制信号的峰值 与三角载波相交的地方恰好是一个脉冲的间歇。为了保证最小间歇时间大于 ，必须使 低于三角载波的峰值 ，要求调制信号的幅值不能超过三角载波峰值的某一百分数(临界百分数)。为此定义 与 之比为调制度(Modulation Index)，即ontofftnrmUofftrmUcmUcmUrmUMcmrmUUM(514)2022-8-147牵引变流器
36、控制牵引变流器控制 在理想情况下，值可在01之间变化，以调节逆变器输出电压的大小。实际上 总是小于1的，在 较大时，一般取最高值，即 。当调制度超过最小脉宽的限制时，可以改为按固定的最小脉宽工作，而不再遵守正常的脉宽调制规律。但这样会使逆变器输出电压幅值不再是参考信号幅值的线性函数，而是其幅值偏低，并引起输出电压谐波增大。现以图59所示SPWM型整流器为例，进一步讨论调制度对整流器输出电压的影响。由图59所示整流器的等效电路及相量图可知：MMN9.08.0MsNNSNNNUILjUIRLjU)(2022-8-148图59 SPWM型整流器等效电路及相量图牵引变流器控制牵引变流器控制dSNNNN
37、NNSUUMILkUILUU2)(222(515)式中 -变压器短路阻抗电压的标幺值，牵引变压器一 般取0.30.35。-整流器的调制度，一般取 。-直流侧输出电压。由式(516)计算可得到由此可见，整流器输出直流电压与变压器牵引绕组输出电压 成正比关系，与整流器的调制度 成反比关系。k9.08.0MMdU(516)NUMMUkUNd)1(222022-8-150牵引变流器控制牵引变流器控制 由图59中相量图可知，在牵引工况，若保持交流电源电压 与电流 方向相同，即相位相同，则整流器调制电压 将随负载电流而变化。当电流 时，此时的调制度为最小，即 最大调制度 主要受开关器件允许的开关频率和载波
38、比 的限制。为保证调节控制系统的安全可靠性，适应电源的工作特性，一般按照 进行调制控制。电压型PWM整流器电路是升压整流电路，其输出直流电压可以从交流电源电压峰值附近向高调节，若向低调节会使电路恶化，甚至不能工作。NUSUNI0NINSUUmindNdSUUUUM22minmin(5-17)maxMN9.08.0maxM2022-8-151牵引变流器控制牵引变流器控制5.1.4 5.1.4 SPWM的的调制方法调制方法 进行SPWM脉宽调制控制时，在一个调制信号周期内所包含的三角载波的个数称为载波频率比 (亦即载波比)。在调制信号周期变化过程中，载波比不变的调制称为同步调制，载波比相应变化的调
39、制称为异步调制。1.1.同步调制同步调制 同步调制就是 常数，在改变调制波频率的同时成比例同步改变载波频率，使载波频率与调制波频率的比值保持不变，逆变器输出电压半波内的矩形脉冲数是固定不变的。对于三相系统，为保证三相之间对称且互差 相位角，通常取载波比为3的整数倍。为了保证双极性调制时逆NN01202022-8-152牵引变流器控制牵引变流器控制变器输出每相波形的正、负半波对称，载波比必须是奇数奇数，这样在调制波的 处，载波的正、负半周恰好分布在 的左右两侧，并能严格保证三相输出波形之间互差 电角度。由于波形左右对称，就不会出现偶次谐波的问题。当输出频率很低时，相邻两脉冲间的间距增大，谐波会显
40、著增加，使负载电动机产生较大的脉动转矩和较强的噪声,这是同步调制的主要缺点。另外由于载波周期随调制波周期连续变化，在进行数字化控制时带来了极大不便，难以实现。0180018001202022-8-153牵引变流器控制牵引变流器控制 2.2.异步调制异步调制 为获得电动机低速（低频）运行的良好特性，必须要抑制低频时的最低次谐波。为了消除六倍频的谐波转矩，首先要消除5、7次谐波。假定变频器的输出频率为50Hz时，已把5、7次谐波消除，这时只有11次以上的谐波存在。此时产生的最低脉动转矩频率为1250Hz，它对电动机的正常运行几乎没有影响。如果采用同步调制方式，则当逆变器输出频率为3Hz时，由于也存
41、在11次及以上的谐波，这时相应产生的最低脉动转矩频率为123Hz，此频率与一般被驱动机械的自振频率很接近，很容易引起传动系统的共振。2022-8-154牵引变流器控制牵引变流器控制 为了消除同步调制中存在的缺点，可以采用异步调制方式。顾名思义，在异步调制的整个变频范围内，载波比 不等于常数。在改变调制波频率 时保持三角载波频率 不变，因而提高了低频时的载波比。这样输出电压半波内矩形脉冲数可随输出频率的降低而增加，相应地可减少负载电动机的转矩脉动与噪声，改善了系统的低频工作性能。但是，异步调制方式在改善低频工作性能的同时，也失去同步调制的优点。当载波比 随着输出频率的降低而连续变化时，它不可能总
42、是3的倍数，势必使输出电压波形及其相位都发生变化，难以保持三相输出间的对称关系，因而引起电动机工作不平稳。NrfcfN2022-8-155牵引变流器控制牵引变流器控制 3.3.分段同步调制分段同步调制 为了扬长避短，可将同步调制和异步调制结合起来，成为分段同步调制方式，实用的SPWM逆变器多采用此方式。图510所示为分段同步调制方式。在一定频率范围内采用同步调制，以保持输出波形对称的优点。当频率降低较多时，如果仍保持载波比 不变的同步调制，输出电压将会增大。为了避免这个缺点，可使载波比分段有级地加大，以采纳异步调制的长处，这就是分段同步调制方式。具体地说，把整个变频范围划分成若干个频段，在每个
43、频段内都维持载波比 恒定，而对不同的频段取不同的 值。在输出频率的高频段采用较低的载波比，以使NNN2022-8-156牵引变流器控制牵引变流器控制载波频率不致过高，并控制在功率开关器件所允许的频率范围内。在输出频率的低频段采用较高的载波比，以使载波频率不致过低而对负载产生不利影响。各频段的载波比应该都取3的整数倍且为奇数。图5-10给出了分段同步调制的一个例子，各频率段的载波比标在图中。为了防止载波频率在切换点附近的来回跳动，在各频率切换点采用了滞后切换的方法。图中切换点处的实线表示输出频率增高时的切换频率，虚线表示输出频率降低时的切换频率，前者略高于后者而形成滞后切换。在不同的频率段内，载
44、波频率 的变化范围基本一致，大约在1.42kHz之间。cf2022-8-158牵引变流器控制牵引变流器控制 提高载波频率可以使输出波形更接近正弦波，但载波频率的提高受到功率开关器件允许最高频率的限制。另外在采用微机进行控制时，载波频率还受到微型计算机速度和控制算法计算量的限制，应注意使调制的最小脉冲宽度大于计算机的采样周期。尽管同步调制方式比异步调制方式复杂一些，但采用计算机控制以后还是能够实现的。有一些装置在低频时采用异步调制方式，而在高频时切换到同步调制方式，这样可将两者的优点结合起来，能够达到和分段同步控制方式相近的效果。2022-8-159牵引变流器控制牵引变流器控制5.1.5 5.1
45、.5 脉宽调制逆变器的基本控制方法脉宽调制逆变器的基本控制方法 SPWM逆变器虽然以输出波形接近正弦波为目的，但其输出电压中仍然存在着谐波分量。产生谐波的主要原因是：在工程应用中,对SPWM波形的生成往往采用规则采样法或专用集成电路器件，这并不能保证脉宽调制序列波的波形面积与各段正弦波面积完全相等；在实现控制时，为了防止逆变器同一桥臂上、下两器件同时导通而导致直流侧短路，当同一桥臂内的上、下两器件互补工作时，设置了一个导通时滞环节，而不可避免地造成逆变器输出的波形失真。尽管目前多数SPWM控制系统都采用数字或微处理器控2022-8-160牵引变流器控制牵引变流器控制制，模拟控制电路实现的SPW
46、M已经很少应用,但控制原理基本相同，只是控制手段不同而已。对于掌握SPWM数字控制方法，模拟控制仍具有很好的借鉴作用。1.SPWM 1.SPWM模拟控制模拟控制 早期的SPWM是由模拟控制来实现的。图5-11是SPWM逆变器的模拟控制电路原理框图。三相对称的参考正弦电压调制信号 、由参考信号发生器提供，其频率和幅值都是可调的。三角载波信号 由三角波发生器提供，各相共用。它分别与每相调制信号在比较器上进行比较，给出“正”或“零”的输出，产生SPWM脉冲序列波 、，作为逆变器功率开关器件的驱动信号。rcuraurbucudcudaudbu2022-8-161牵引变流器控制牵引变流器控制 2.SPW
47、M 2.SPWM的数字控制采样策略的数字控制采样策略 数字控制是SPWM目前常用的控制方法。可以采用微机存储预先计算的SPWM数据表格，控制时根据指令调出,或者通过软件实时生成SPWM波形，也可以采用大规模集成电路专用芯片产生SPWM信号。常用的控制方法有：等效面积算法、自然采样法、规则采样法、SPWM专用集成电路芯片等几种。(1)等效面积算法 SPWM的基本原理就是按面积相等的原则,构成与正弦波等效的一系列等幅不等宽的矩形脉冲波形。由脉宽计算公式 ，根据已知数据和正弦数值依次算出每个脉冲的宽度，用于查表或实时控制,这是一种最简单的算法。diminUUsin2022-8-163牵引变流器控制牵
48、引变流器控制 (2)自然采样法 根据SPWM逆变器的工作原理，当载波比为N时，在逆变器输出的一个周期内，正弦参考波与三角载波的波形应有2N个交点。也就是说，当三角载波变化一个周期时，它与正弦波相交两次，相对应逆变器的功率元件导通与关断各一次。这就将采样时刻的确定转化为在三角载波的一个周期内对输出脉冲宽度时间及间隔时间的计算。脉冲宽度时间就是开关元件导通工作的区间，间隔时间就是开关元件关断的区间。这些区间的大小在正弦波的不同波段下是不同的，随调制度而变化。对于计算机数字控制，时间的计算可由软件实现，时间的控制可通过定时器等完成。2022-8-164牵引变流器控制牵引变流器控制 依照模拟控制的方法
49、，计算正弦调制波与三角载波的交点，从而求出相应的脉宽和脉冲间歇时间，生成SPWM波形，叫做自然采样法（natural sampling），如图5-12所示。在图5-12中截取了任意一段正弦调制波与三角载波的相交情况。交点 是发生脉冲的时刻，点是结束脉冲的时刻。为三角载波的周期，为在时间 内脉冲发生以前（即A点以前）的间歇时间，为 之间的脉宽时间。为在 以内 点以后的间歇时间。显然，。若三角载波的幅值 以单位量1代表，则正弦调制波的幅值 就是调制度 ，正弦调制波可写作BAcT1tcT2tAB3t321tttTccTBcmUrmUMtMur1sin2022-8-165牵引变流器控制牵引变流器控制式
50、中 -调制波频率，即逆变器的输出频率。由于 两点对三角载波的中心线并不对称，需把脉宽 时间分成 和 两部分。按相似直角三角形的几何关系，可知经整理得BA、12t2t2t 2B1cttMsin12T2 2A1cttMsin12T2 B1A1c222tsint(sin2M12Tttt(518)2022-8-167牵引变流器控制牵引变流器控制 式(5-18)是一个超越方程，除 为已知参数外，是未知数，这是由于两波形相交的任意性所造成的。其中 、与载波比 和调制度 都有关系，求解困难，而且 ，分别计算就更增加了困难。因此，自然采样法虽能确切反映脉冲产生与消失的时刻，但难以在实时控制中应用。当然也可以将
